374～747 MHz数字可调谐微带滤波器

2016-11-24田登尧冯全源向乾尹

通信学报 2016年8期

关键词：微带谐振器谐振

田登尧，冯全源，向乾尹

（西南交通大学微电子研究所，四川成都 611756）

374～747 MHz数字可调谐微带滤波器

田登尧，冯全源，向乾尹

（西南交通大学微电子研究所，四川成都 611756）

通过在微带开口谐振环加载数字可调电容，设计了一种新颖数字微带可调滤波器，同时提出了新型的非均匀开口谐振环混合耦合结构，使谐振器间耦合系数随谐振频率的降低而增大，实现恒定绝对带宽可调滤波器。接着对所提出的基于5 bit数字可调电容的数字可调微带滤波器进行了仿真和制作，测试表明，其通带中心频率可实现374～747 MHz可调，−3 dB绝对带宽在44～67 MHz之间变化，OIP3大于50 dBm。

恒定绝对带宽；数字可调电容；带通滤波器；微带开口谐振环

1 引言

可调滤波器在电子对抗、通信对抗、跳频电台、无线电监测、多频通信、软件无线电等方面应用广泛[1～3]，是增强射频前端抗干扰能力、提升接收机灵敏度、拓宽射频前端频谱覆盖范围的核心器件。尤其是近年来随着频谱资源的日趋紧张，以及多模移动通信的发展，微波可调滤波器得到了极大的关注。

当前微波可调滤波器的调控主要包括磁可调、机械可调、半导体器件可调、射频微机电系统（MEMS）可调等形式。其中，磁可调采用YIG谐振器，其可调范围宽，但需要磁偏置，体积较大，主要应用于少量军事装备和测量仪器，难以推广[4]。机械可调拥有高的线性度以及低的损耗，但其调节速度慢，体积大[5]。基于半导体变容二极管以及PIN管的可调滤波器的调节速度快，然而其线性度较低，另外还需要一个较宽可调范围的电源加载到PN结上[6,7]，由于半导体变容二极管性价比高，近年来，基于变容二极管及微带结构得到了大量的新型可调滤波器，如微带 LC恒定带宽可调滤波器[8]、微带混合耦合恒定带宽滤波器[9]、双通带独立可调滤波器[10]等。射频MEMS包括射频MEMS开关以及射频 MEMS变容器件[11]，可以用在低损耗以及小型化的微带可调滤波器上，但射频 MEMS需要复杂的偏置电路、严格的工艺制程以及封装[12]，相关器件仍然较难获得。随着硅基CMOS微电子集成工艺的发展，最近一种拥有高线性度、小尺寸以及快速调节速度的半导体数字可调电容(DTC,digitally tunable capacitor)[13]被用于设计数字可调器件，如数字可调LC带通滤波器[14]、天线可调匹配网络[15]等。然而，这些设计中基于LC集总参数电路结构，虽然其电路拓扑简单，但是其无源器件损耗较大、电路结构单一，限制了这些数字可调器件的性能。

DTC具有低成本、纯数控特征，而微带结构易于器件集成，设计自由度大、损耗低，是承载DTC的理想平台。本文基于5 bit DTC加载开口谐振环，设计了一种新型的恒定带宽全数字可调微带滤波器。本文构建了新型的非均匀开口谐振环混合耦合结构，实现谐振器间耦合系数随谐振频率的降低而增大，达到恒定绝对带宽的目的，并采用单片机控制板，利用SPI接口对可调滤波器进行全数字调控，最后对所提出的数字可调谐微带滤波器进行了设计、加工、测试，验证了其恒定带宽纯数字化可调谐特性。

2 可调带通滤波器理论设计

根据滤波器综合理论，滤波器的归一化频域响应特性可由其归一化单位变换矩阵（M矩阵）确定，而M矩阵可由各级谐振器间的耦合矩阵（k矩阵）确定。

其中，ABW是绝对带宽，f0是中心频率，kij(i,j=1,2,…)代表从源看去第i级和j级谐振器间的耦合系数。由于滤波器的归一化频域响应特性由其 M 矩阵确定，为了维持滤波器在调谐过程中传递特性曲线相对中心频率的稳定，需要维持Mij的稳定（变化小）。所以当耦合系数 kij随调谐中心频率 f0上升而下降时，可稳定其绝对带宽ABW特性。从式(1)可以看出，要得到恒定带宽，还得保证耦合系数kij的斜率满足式(1)，故需要利用混合耦合的方法对耦合系数kij的斜率进行调节，以得到稳定的ABW带宽特性。常见的调节耦合系数的方法有混合耦合调节法[16]，即利用单端接地的方法对相对独立的电耦合和磁耦合进行调节，以得到预期的耦合系数。而本文则提出了另外一种利用非均匀结构对耦合系数进行调节的方法，如图1所示为本文提出的二阶新型微带开口谐振环加载数控电容的可调滤波器微带电路模型。

图1 滤波器的电路模型

图1中的微带开口谐振器是具有对称结构的半波长谐振器[17]，谐振器间通过非均匀结构实现以磁为主、电为辅的混合耦合，当电容 CL增大时，其混合耦合系数由于电耦合的降低而提升。具体定量分析可通过奇偶模法得到其谐振频率与调控电容、以及耦合系数与谐振频率的关系[16]。半边开口谐振环的Yt矩阵的二阶矩阵表达式如式(2)～式(4)所示。式中的下标e、o分别代表该奇模量和偶模量，Y1、Y2、Y3、Y4e,o、Y5e,o是各段微带线的导纳，1φ、2φ、3φ、φ4e,o、φ5e,o、6φ是各段微带线的电长度，CL是开口谐振环两端所加载的电容，ω为角频率。

式(2)～式(4)中的变量 Ytde,o、Yt11ne,o、Yt22ne,o如式(5)～式(7)所示。

式(5)～式(7)中的变量 A1e,o、A0e,o、B2e,o、B1e,o、B0e,o、C1e,o、C0e,o如式(8)～式(14)所示。

式(8)～式(14)中的变量 X1e,o、X2e,o、X3e,o、X4e,o如式(15)～式(18)所示。

利用式(2)～式(4)可以求得从PortA看进去的输入阻抗的奇模偶模表达式，如式(19)所示。

整体加载电容耦合导纳矩阵如式(20)所示。

在得到整个滤波器的Y矩阵后，就能够利用式(21)～式(23)求得可变电容 CL随着中心频率的变化表达式，以及耦合系数 k12随中心频率变化的表达式。利用式(20)可得到关于CL的一元二次方程，以求解取符合实际的CL。

表1是通过仿真软件Sonnet仿真以及微带线软件计算的主要参数，其中，ω为角频率，ω0表示其中心谐振角频率。通过表 1中的参数以及式(22)，利用数值计算的方法得到不同L4和L5长度下的k12值，如图2所示。这能表明k12斜率可以由非均匀的耦合结构中L4和L5的长度比来进行调节，从而满足恒定绝对带宽的要求。同时，k12的不同斜率对中心频率随 CL的调谐特性影响非常小，可实现带宽的独立设计。

表1 数字可调带通滤波器主要参数

图2 不同尺寸下的k12和CL计算对比

3 可调带通滤波器物理实现

图3 数字可调滤波器尺寸

基于上面的理论分析，通过仿真软件 Sonnet的仿真优化，本文设计了如图3所示的数字可调带通滤波器结构。采用 5 bit DTC（digitally tunable capacitor）作为可调电容，其封装大小为 2 mm×2 mm× 0.45 mm，输入二阶交调截止点（IIP2）是105 dBm、三阶交调截止点（IIP3）是65 dBm，最大转换时间是12 μs[13]，平均切换速度能达到100 kHz。由于DTC是基于内部MOS集成开关的数字化可调电容阵列，所以不需要射频扼流器或者隔直电容。同时，DTC能与单片机等数字芯片之间直接利用SPI接口进行控制信号通信，简化了电路设计。本文将 DTC加载于谐振器的开口处，实现对谐振器的纯数字化、高速调谐，提升可调滤波器的线性度。

DTC电路仿真模型如图4所示，其可调参数由式(25)和式(26)确定。

图4 DTC的等效电路模型原理

其中，State=0,1,2,…,31，RP1=7 Ω,RP2=10 kΩ,CP=0.5 pF,LS=0.27 nH。

由式(24)可知，其电容可调范围为0.60～4.60 pF。基于上述模型，利用场—路协同仿真，可得到图 3中电路的耦合系数及可调滤波特性如图5所示。

图5 不同中心频率下的k12和CL仿真计算对比

图5中的仿真 k12是通过对谐振器两端加载弱耦合，从而得到不同频率下的2个谐振频率f1、f2，利用式(26)求得其仿真k12。

从图5可以看出，k12随着频率的增加而减小，在电容从 0.6～4.6 pF变化过程中可调范围为0.37～0.73 GHz。图6(a)为其可调滤波器特性，图中S11的幅值出现了较大波动，这是由于滤波器的阻抗特性会随着频率的变化而变化。本文采用微带变压器耦合的设计，使其在可调范围内 S11lt;−10 dB 。图6(b)为其带宽和插入损耗统计特性。可见本结构可实现耦合系数斜率的调控，从而实现恒定带宽可调滤波，相关理论计算与仿真吻合。

图6 仿真结果（N=State）

4 加工与测试

本文基于 F4B-2 板材(εr=2.65,tanθ=0.001，h=0.8 mm)对图3中所提出的结构无源部分进行了加工。其核心面积为50 mm×58 mm。采用PE64904 5 bit DTC并由MCU (STM8S103F3P6)控制，利用Agilent E5071C矢量网络分析仪进行散射参数进行测量。该可调滤波器的S参数如图7(a)所示。该滤波器的中心频率在374～747 MHz变化时，其绝对带宽变化在 44～67 MHz之间变化，其插入损耗是3～3.6 dB，其相对中心频率的可调比率达到了 2，实现了恒定绝对带宽的数字可调带通滤波器。相关理论计算、仿真、测试结果吻合，证明了本文结构的正确性。

图8是在不同输入功率下的响应曲线，其插损在输入功率−20～10 dBm变化时，仅改变0.04 dB，相比传统基于变容二极管可调滤波器[16]具有明显的线性度优势。图9是State为0时三阶截止点OIP3的实际测试波形，其OIP3为50.9 dBm，其底噪NOUT为−95 dBm。通过文献[18]中的方法，得到无杂散动态范围SFDR。图10中所示的是OIP3和SFDR随频率的变化曲线。

图7 仿真和测试结果（N=State）

表2中列出了本文所设计的数字可调滤波器与其他相似滤波器的对比，从表2中可以看出，相对于 LC+DTC的滤波器结构，本文所提出的微带线+DTC的结构具有插入损耗小的优点，只有该结构插入损耗的一半。而相对于微带线+变容二极管的结构，虽然本文结构插入损耗较大，是因为 DTC的等效串联电阻比变容二极管的大，本文中所用的PE64904的等效串联电阻是在1.4～3.12 Ω之间，而在文献[16]中的变容二极管MA46H202的等效串联电阻在0.2～0.9 Ω之间。而在插入损耗变化相对不大的情况下，微带线+DTC的结构具有数字化、单电源的特点，并且能够达到比较宽的调节范围，中心频率调节比达到了2，而在所有用微带线+变容二极管结构中，文献[16]的中心频率调节比最大，但也只是达到了1.66。同时，相对于文献[8]和文献[16]中的滤波器，本文所提出的微带+DTC结构具有更好线性度，在中心频率范围为374～747 MHz时，其OIP3大于50 dBm。

表2 与其他参考文献的比较

图8 在不同输入功率下的|S21|测试结果(State=15)

图9 OIP3 测试(State=0)

图10 不同谐振频率下的OIP3和SFDR

5 结束语

本文基于微带开口谐振加载 5 bit数字可调电容实现了新型的数字可调微带滤波器结构。采用非均匀传输线耦合结构形成了磁为主、电为辅的混合耦合结构，实现了恒定绝对带宽。通过奇模偶模法，得到了加载电容以及耦合系数随频率的变化关系，理论计算、仿真结果以及测试结果吻合良好。测试表明该滤波器在中心频率为374～747 MHz变化时，其−3 dB绝对带宽在44～67 MHz之间变化，其相对中心频率的可调比率达到了2，其OIP3大于50 dBm，验证了其纯数字调控能力。相关器件可应用于软件无线电、认知无线电、无线频谱检测等领域。

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374～747 MHz digital tunable microstrip filter

TIAN Deng-yao,FENG Quan-yuan,XIANG Qian-yin

(Institute of Microelectronics,Southwest Jiaotong University,Chengdu 611756,China)

A novel digital microstrip tunable bandpass filter based on digitally tunable capacitor loading microstrip open ring resonators was proposed. The novel non-uniform open ring resonances with mixed coupling structure was used to make the coupling coefficient of the resonators increases with the decreasing of resonance frequency and achieve a constant absolute bandwidth tunable filter. Then the proposed digital tunable microstrip filters based on 5 bit digitally tunable capacitance was simulated and manufactured. The measurement shows that the −3 dB absolute bandwidth varies from 44～67 MHz while the central frequency of the passband varying from 374～747 MHz,the OIP3 is greater than 50 dBm.

constant absolute bandwidth,digitally tunable capacitor,bandpass filter,microstrip open ring resonators

s:The National Natural Science Foundation of China (No.61531016,No.61271090,No.61401375),Science and Technology Foundation of Sichuan Province (No.2015GZ0103),Central University Foundation (No.2682014RC24,No.2682015CX065)

TN713

2015-09-23；

2016-07-06

国家自然科学基金资助项目（No.61531016,No.61271090,No.61401375）；四川省科技支撑计划基金资助项目（No.2015GZ0103）；中央高校基金资助项目（No.2682014RC24,No.2682015CX065）

10.11959/j.issn.1000-436x.2016163