房绪鹏，李　辉，庄见伟，许玉林，赵志远，许　伟

（山东科技大学，电气与自动化学院，山东青岛266590）

基于L6562A的两级式PFC电路的研究*

房绪鹏*，李辉，庄见伟，许玉林，赵志远，许伟

（山东科技大学，电气与自动化学院，山东青岛266590）

开关电源在电源领域中以其高效率、低功耗、高能量密度、电压适用范围广等优点在各行各业得到大量的应用。然而，其输入电流并非跟踪电压变化，含有大量的奇次谐波电流，对电网造成大量的谐波污染。对比现有两级式和单级式两种形式的PFC电源，运用L6562A芯片将TOPswitch227功率集成芯片应用于两级式PFC电路中，简化了两级PFC电路结构，并通过实验验证了所研究电路的可行性。

两级式PFC；L6562A；反激；TOP switch

开关电源在使用中产生大量的谐波电流经电力线路产生谐波电压，使电网电压发生畸变，影响其他设备的正常运行，为此需要对开关电源进行功率因数校正。PFC电路形式多样，可分为单极式PFC和两极式PFC，单级式PFC电路只需一次能量变换，因其结构简单，成本低，可靠性高等优点在中小功率领域中得到大量的应用［1］。两级式PFC经过两次能量的变换，结构比单级式PFC复杂，效率相对较低，但输入电流的THD比单级式的更低，更低的输出电压纹波，功率因数值更高。单级式PFC以输出电压为反馈信号，控制开关管的导通，同时完成对PFC和DC/DC电路的控制，不可避免使得输出电容的纹波电压很大。为了减少纹波需要加大电容容量，在某些工作模式下还要考虑电容器的过电压问题［2］。为使电容器耐压值具有足够余量，符合电路需要，需要不断提高电容器的电压等级，使得电容器体积增大，甚至丧失成本优势，并且THD值很大，EMC问题较难解决，开关管的电压应力较大［3］。为此单级式PFC多用于中小功率对电能质量要求不高的场合。本文将三端口功率集成芯片TOPswitch引入简化两级式PFC电路结构，可以提高电路效率及可靠性。

1　电路结构及其设计

两级式PFC电路由功率因数校正电路和DC/DC变换电路组成。其中由L6562A为控制芯片进行功率因数校正，由TOPswitch227组成的反激式变换器进行DC/DC变换，在电路的设计中升压电感和反激式变压器关系到电路的效率和稳定性。为减小电路对电力线路的干扰和受电力电路的干扰，需要在电力线路的输入端加EMC滤波器。

1.1L6562A电路设计

L6562A是广泛应用的临界电流模式PFC校正芯片，可适用于Boost，Buck，Fly-back等多种拓扑结构。其中Boost拓扑结构与其它形式的拓扑新结构相比具有使用元器件少、di/dt变化率小、需要较小的EMI滤波器以及开关器件共源极容易驱动等优点。L6562A可应用于单级式PFC和两级式PFC。应用L6562A的两级式PFC比单级式PFC电路结构多一级，略微复杂，效率较低。通常开关电源具有宽电压输入的特点，要求100 V～240 V交流输入。240 V交流电压的峰值为339.41 V，经桥式整流后的峰值电压约为338 V。L6562A为满足在不同电压等级下的适用性，通过独特设计使得在交流输入为265 V、直流输出为400 V时具有近似于1的功率因数。Boost型拓扑结构需要满足输出电压与输入电压的比值大于一定值，以保证较高的功率因数值。在输入电压为100 V～240 V时设定输出电压为370 V，为TOPswitch内部开关管提供足够的电压裕量。如图1电路所示，电阻R11，R12采样前级输出电压，INV端典型电压值为2.5 V。因INV端有一定的注入电流，使得流进R11的电流比流经R12的电流略大，电容器C8的电压比由2.5/R12（R11+R12）计算的直流电压值略高。选R11为2 MΩ，R12为13.7 kΩ，使得前级输出电压在轻载到满载工作时约为370 V。对L6562A临界电流模式PFC前级电路使用图1中主电路参数运用MATLAB/Simulink建模仿真，输入电压设为交流220 V，输出电压设为直流370 V。

图1　两级式PFC电路

仿真波形如图2所示，输入电流波形为近似正弦波并跟随输入电压变化，对输入电流进行FFT分析，如图3所示，谐波含量为6.32%。仿真结果表明本电路前级PFC电路功率因数近似为1并且对电网的谐波污染较小。

图2MATLAB仿真波形图

图3　输入电流FFT分析图

Boost PFC启动时的会有电感过电流问题，Boost电路的储能电容器在启动时的电压为零，一般会在储能电容器前串联一只NTC电阻，来限制冲击电流。在中小功率开关电源中常用到NTC5D和NTC10D热敏电阻。分析时认为在开通的一段时间内NTC电阻因温升较低而阻值不变，在刚接通电源的瞬间控制芯片还未开始正常工作，不能驱动开关管，电源整流后经电感，二极管，NTC电阻和储能电容器形成回路，由于电容器电压从零开始增加，电感开始对储能电容充电，电感的电流随之增加，如果控制芯片启动完毕，驱动开关管工作，芯片的电流检测端子会检测到流进电感的电流，而电容器的充电时间会持续数ms，通常此时电感电流大于电流检测引脚的电流而不能让其工作，在这个过程中电感会一直对电容器充电，随着电容器电压接近输入电压，电感的电流不再上升，电流开始减少，如果此时的储能电容器电压不够高，电感的电流低于电流检测端子的检测电流时，管子开始导通，电感电流按

上升，如果电流超过芯片电流检测引脚的限定值时，开关管关断，此时继续对电容器充电，电感电流按照下式变化。

在电源输入电压为0°，30°，60°，90°时对电感电流进行仿真，仿真结果如图4和图5所示。

图4NTC5D电阻电感启动电流波形

图5NTC10D电阻电感启动电流波形

从上图中可以看到，除相位角是0°的输入电流以外其他的输入电流波形在输入开始时都有振荡的现象，是由于电路突然输入一电压，电容器和电感从未储能到储能的过渡过程引起的。在相位角为90°附近电路投入时会比其它相位角投入时的冲击电流要大，应使最大冲击电流小于开关管和二极管所能承受的最大不重复峰值电流，但在实际应用中为方便计算和留有一定的裕量应使最大冲击电流小于开关管和二极管所能承受的重复峰值电流，但最大的冲击电流由于电感的限流和电容的电压的增加使冲击电流电流小于×Ui/Rntc，在本电路中选择NTC电阻为10 Ω，仿真结果中的最大冲击电流为28 A，其中本电路选取的开关管的重复峰值电流比二极管的要小，为33 A，大于最大冲击电流。

1.2TOPswitch电路设计

TOPswitch是三端口功率集成芯片，内部集成振荡电路，保护电路，MOS管等模块，由CONTROL引脚的注入电流控制占空比的变化，大大简化了外围电路的结构，减少了元器件数目，提高了电路的稳定性［5］。本文使用TOP227功率集成芯片设计输出24 V，100 W反激式变换器。在TOP227关断的瞬间因漏感的存在产生很大峰值电压，在T1变压器的输入绕组用RCD或TVS二极管作为吸收电路，其中TVS二极管组成的吸收电路的能量损耗较小，保护更佳［6］。本电路中选用了击穿电压为200 V的TVS二极管。对输出电压的反馈采用TL431+EL817的电气隔离反馈方式，设计时按照这样的原则选择电阻R15：首先确保满足TL431的最小阴极电流，然后满足EL817的最大流入电流和最小电流传送比［7］。TL431参考端典型电压为2.5 V，因参考端的典型注入电流为2 μA，为了减小此电流对电压的影响，一般应使流过电阻R18的电流是TL431注入电流的100倍以上［8］，R18选用电阻应满足

实际选R18为10 kΩ，可变电阻器VR2可对输出电压进行微调。输出电压为

1.3升压电感及高频变压器设计

升压电感设计：前级电路稳定后，前级开关管导通时间

前级开关管关断时间

升压电感中的峰值电流

切换频率

由最小切换频率计算升压电感的最大值

如果L大于电感的最大计算值，开关周期就会变大，影响芯片正常工作，最小切换频率常为15 kHz。开关电源的最大输入电压为240 V，假设输入的最大功率为150 W，则

电感量设置的过大，电路运行时会带来尖锐的刺耳声，实验电路中选择电感为0.7 mH的铁硅铝类磁环以减少损耗。选用NPF130090铁硅铝磁环，电感系数为91 nH/N2，经计算绕制88匝，考虑高频时的趋肤效应，需选用半径为0.15 mm漆包线，8股并绕。辅助绕组流经小电流，选择较细的漆包线，单股绕9匝。

高频变压器设计：反激式变换器可工作在CCM及DCM模式，其直流输入为前级的输出370 V，选某一输出功率附近作为CCM和DCM的分界点，在临界点时每个周期传送的能量为0.5 LI2PK，取输出为50 W时作为临界分界点［9］，峰值电流Ipk取为1 A，TOP227典型工作频率为100 kHz，每次传送0.5 mJ能量，可计算得L=1 mH。在TOP227关断期间

其中n为初级绕组与次级绕组匝数比，Vdf为功率二极管导通压降，取为1 V，TOP227在关断期间承受的电压为

TOP227内MOS管耐压值为700 V，保留150 V到200 V裕量［10］，取n为6，计算得Voff=520 V。选NPS130090铁硅铝磁环，电感系数为91 nH/N2，初级绕组选0.15 mm半径漆包线4股并绕105匝。次级绕组为0.15 mm半径漆包线12股并绕18匝，辅助绕组用较细的漆包线单股绕9匝。

1.4EMC滤波器设计

因电感电流为三角波，为使输入电流近似正弦波，需对电流输入端加EMC滤波器，共模电感可以滤除共模信号，并因耦合K不能为1，而具有差模滤波器的作用。此外还需加压敏电阻和安规电容。

2　实验及结果分析

测L6562A芯片CS引脚的采样电阻电压，实验结果如图6所示，通过波形图可得L6562A工作在临界导通模式。在样机的输入端串1个0.4 Ω采样电阻，测采样电阻两端的电压波形等效观察输入的电流波形，实验结果如图7所示，输入电流为50 Hz正弦波形，验证了简化后两级式PFC电路的合理性，并因输入电流是正弦波形，减少了对电网的谐波污染提高了功率因数。

图6　L6562A的CS端电压波形

图7　输入电流波形

3　结论

本文在对比两种形式PFC电源的基础上，将TOP227运用于两级式PFC电路中，简化两级式PFC电路结构，提高电路效率和稳定性并通过实验验证可行性。

［1］杨静.单相两级功率因数校正技术的研究［D］.成都：西南交通大学电气工程学院，2010.

［2］丁连峰，肖岚.基于航空交流电网的两级PFC技术的研究［J］.电力电子技术，2010，44（3）：33-34.

［3］尚永爽，王怡苹，刘勇.开关电源的故障预测及电解电容器退化研究［J］.电子测量技术，2010，33（11）：102-104.

［4］杨家志，易胜利，蒋存波，等.基于TOPSwitch-Ⅱ的反激式恒流LED驱动电源［J］.电子器件，2014，33（5）：944-948.

［5］吕飞，陈宏钧，郭福娟.PSwitch-Jx的宽输入范围精密仪表电源设计［J］.电子测量技术，2015，35（4）：32-36.

［6］付贤松，王婷，任梦奇，等.新型隔离式PWM调LED驱动器设计［J］.电工技术学报，2015，33（1）：75-79.

［7］房绪鹏，郭良兵，李春杰，等.基于UC3842的反激式开关电源设计［J］.山东科技大学学报，2011，30（4）：99-104.

［8］董锋，孟婥，孙以泽，等.光伏系统单端反激式多路隔离输出电源设计［J］.电源技术，2011，35（10）：1249-1251.

［9］卢佳慧.开关电源在电子式电能表中的应［J］.机电技术，2011，34（4）：86-88.

［10］宋万均，张安堂.一种程控功率因数可调开关电源设计［J］.电测与仪表，2014，51（14）：110-115.

房绪鹏（1971-），男，汉族，山东汶上人，山东科技大学电气与自动化学院教师，副教授，硕士生导师，主要从事阻抗源变流器，现代电力电子技术在电气传动、电力系统以及新兴能源利用等方面的研究，xpfang69@163.com；

李辉（1992-），男，山东定陶人，硕士研究生，研究方向为电力系统自动化。

Research on the Two Stage PFC Circuit Based on L6562A*

FANG Xupeng*，LI Hui，ZHUANG Jianwei，XU Yulin，ZHAO Zhiyuan，XU Wei
（College of Electrical Engineering and Automation，Shandong University of Science and Technology，Qingdao Shandong 266590，China）

Switching power supply is widely used in many fields for its high efficiency，low power consumption，high energy density，and wide range of voltage.However，the input current could not track voltage's change，which contains a large number of odd harmonic currents，which cause a large number of harmonic pollution in the power network.Compare the existing two forms of double-stage and single-stage PFC（Power Factor Correction）power supply，L6562A and TOPswitch227 power integrated chip are used in the two stage PFC circuit，and the structure of the two stage PFC circuit is simplified.The feasibility of the proposed circuit is verified by the experimental results.

two stage PFC；L6562A；fly-back；TOP switch

TN86

A

1005-9490（2016）05-1265-05

项目来源：中国博士后科学基金（20090261254）

2015-11-05修改日期：2015-12-05

EEACC:623010.3969/j.issn.1005-9490.2016.05.047