林卓彬，杨　华

（长春职业技术学院工程技术分院，长春130033）

基于180 nm COMS工艺的低功耗温度传感器电路设计

林卓彬，杨华*

（长春职业技术学院工程技术分院，长春130033）

为降低温度传感器的功耗，提出一种结构简单的片上温度-频率转换器电路。该转换器能够根据与绝对温度成比例PTAT（Proportional To Absolute Temperature）的电流检测出温度，利用源极耦合多谐振荡器电路，将温度等效PTAT电流转换成频率。提出的电路采用标准180 nm CMOS技术设计，面积约为0.061 mm2。通过多次实际测量，结果显示：当电源电压为0.8 V±10%时，该温度传感器能够在-43℃～+85℃的温度范围内良好工作，并且经过单点校正之后，最大温度误差小于±1℃。当电源电压为0.8 V时，+85℃条件下的平均功率损耗仅为500 nW。

温度传感器；温度-频率转换器；PTAT；低功耗

随着半导体器件的不断发展和应用，集成电路板的功率密度也在持续增加［1］，导致工作时容易产生的较大热量，从而直接影响电路的性能。因此，需要先进的温度传感器监测芯片的热变化，这样可以确保芯片上各种电路的可靠性和性能。对于片上温度传感器来说，最重要的性能指标是：面积小、功耗低、温度精度适中。温度传感器大致可以分为2类，即电压/电流和时域温度传感器。第1种温度传感器主要根据电压/电流实现温度检测，热等效电压/电流要么与绝对温度成正比，要么与绝对温度互补［2］。此类温度传感器通常会将双极结晶体管（BJT）的射极-基极电压（VBE），或者MOSFETs的阈值电压（Vth）当作温度当量［3］。基于BJT的温度传感器温度精度高（≤0.5℃），并且温度传感范围较广（-60℃～130℃），但其面积较大，且功耗较高［4］。这些局限性使其不适用于片上温度监测。相反，基于阈值电压的温度传感器在技术上兼容，温度精度适中（≤2℃），并且在-43℃～+100℃温度范围内消耗的电流较小（≤10 μA）。参考文献［4］中基于阈值电压的温度传感器温度范围非常广（+100℃～+150℃），并且非线性度为＜0.5℃。第2类是时域温度传感器，常常用于片上温度监测。由于这些电路的转换率高、面积小并且功耗低，适用于片上热管理。此类传感器利用脉冲的延迟、频率或占空比表示温度。ADC用来将温度等效脉冲转换成数字信号。参考文献［5］中，当温度范围为-43℃～120℃时，实测温度误差在±1.5℃的范围内。校正法在大规模生产传感器方面发挥着重要作用。相较于经过多点校正的传感器，经过单点校正的传感器通常成本更低。参考文献［6］提出的数字温度传感器，在实施单点校正之后，实测温度精度在±2℃的范围之内，温度范围为0～100℃。同样地，文献［7］描述了使用FPGA的自主校正全数字式温度传感器。自主校正温度传感器的实测温度范围为0～+75℃。

本文提出的温度传感器的温度检测范围为-43℃～+85℃，适用于于片上温度监测应用，该应用环境允许的温度误差范围为±1℃［8］。提出的结构是准数字CMOS智能温度传感器，根据电流检测温度。PTAT电流会反映在源极耦合多谐振荡器上，根据频率获取热当量。选择源极耦合多谐振荡器的原因在于其温度稳定性较好［9］。经过多次实际测量，结果显示提出的结构能够根据频率检测温度，并且温度误差小于±1℃。

1　提出的温度-频率转换器电路

图1是提出的温度-频率转换器电路原理图，其中包含启动电路、PTAT电流产生器和缓冲源极耦合多谐振荡器。利用标准CMOS组件设计了简易启动电路［10］。在原理图中，利用NMOSTs Mns1、Mns2和电容器CS组成了启动电路。在稳定状态下，启动电路仅消耗了几微安的电流。因此，对总功耗的贡献可忽略不计。

PTAT电流产生器是在无电阻β倍频器［10］的基础上设计而成。NMOST Mn3是有源电阻，利用有关MOSFET的经典理论得出了NMOST Mn3的漏源电流Vds3，可表示为［11］：

其中，η是亚阈值斜率，K是玻尔兹曼常数，T是温度，q是电子电荷，S1和S2分别是NMOST Mn1和Mn2的纵横比。从图1可看出，流经PTAT电流产生器每个分支的电流都是相等的。

图1　提出的温度-频率转换器电路原理图

漏极电流Ip的公式为：

其中，Ip是PTAT电流，Kn是跨导参数，S3是纵横比，Vgs3是栅源电压，Vthn是阈值电压，

为了确定栅源电压Vgs3，将基尔霍夫电压定律（KVL）用于由NMOSTs Mn3、Mn4和Mn7组成的回路中。从图1可以看出Vgs3=Vgs4+Vds7，其中，Vgs4是栅源电压，Vds7是分别是NMOSTs Mn4和Mn7的漏源电压。NMOST Mn4在饱和区域内运行，因此，

其中，S4是NMOST Mn4的纵横比。

将KVL用于由NMOSTs Mn5～Mn7组成的回路中，以便确定 Vds7。Vgs7=Vds5+Vds6+Vds7，其中，Vgs7是NMOST Mn7的栅源电压，Vds5、Vds6和Vds7分别是NMOSTs Mn5、Mn6和Mn7的漏源电压。NMOST Mn5在饱和区域内运行，因此，Vds5可直接表示为：

同理，NMOST Mn6在线性区域内运行，因此，Ip可表示为：

其中，S6和Vgs6是NMOST Mn6的纵横比和栅源电压。通过将KVL用于由NMOST Mn5和Mn6组成的回路中，Vgs6可表示为：

结合式（3）和式（4）会得到有关Vds6的二次方程式，如下所示：

求解式（7）得：

其中，

从图2可以看出，通过NMOST Mn7的漏极电流为2Ip。由于NMOST Mn7在线性区域内，漏极电流可表示为：

其中，S7是纵横比，Vgs7是NMOST Mn7的栅源电压。结合式（4）和式（8）会得到有关Vds7的二次方程式，如下所示：

其中，Sγ可表示为。

通过式（3）和式（12）可以得出，

从式（13）可看出，Vgs3的曲线是3个参数的函数。第1个参数与绝对温度互补［9］，后两者仅仅是PTAT电流的函数。通过调正晶体管的纵横比，后两个参数可以通过PTAT电流检测行为抵消第1个参数的影响。因此，Vgs3与温度无关。

当温度范围为-43℃～+85℃并且温度梯度为12.5℃时，利用Cadence Spectre模拟器进行模拟。Vgs3的模拟结果，如图2所示。从图中可看出，Vgs3的温度曲线遵循式（13），因此，Vgs3的变化几乎与温度无关。

通过结合式（1）和式（2）可得：

其中，

在式（14）中，Ip1条件是常数；关于温度条件Ip2的变化可忽略不计，原因在于参数“m”的数值较小［9］。因此，电流Ip会与（Vgs3-Vthn）成正比。参考式（13）可注意到，Vgs3的变换几乎与温度无关，Vthn会随着温度的降低而减少。所以，Vgs3和Vthn的差异会随着温度的降低而增加，因此，Ip会显示PTAT行为。图 3是温度范围为-43℃～+85℃并且梯度为12.5℃时电压（Vgs3-Vthn）的模拟结果。从图中可看出，电压差异会随着温度的变化而呈线性变化。

图3　NMOST Mn3（Vgs3-Vthn）电压的模拟温度性能

2　源极耦合多谐振荡器设计

源极耦合多谐振荡器普遍用于压控振荡器、流控振荡器、I/Q交叉耦合振荡器等应用领域，能够提供对称的波形，并且振荡频率较高。图4是源极耦合多谐振荡器的电路原理图。

图4　源极耦合多谐振荡器的电路原理图

在电路中，交叉耦合NMOSTs Mn10和Mn11充当增益级，可以驱动电阻负载（数值为R）。NMOSTs Mn10和Mn11的切换周期可以确定浮动电容器“Co”的充电和放电方向。鉴于Mn11处于ON状态，Mn10处于OFF状态，因此，

通过电容器“Co”的电压Vo2会随着-Ip/Co斜率下降。因此，通过Co的波形呈三角形。Vo2的输出一旦达到一定的数值即发生触发，就会分别将Mn10的工作状态变为“ON”，Mn11的工作状态变为“OFF”。Mn10和Mn11的正反馈会在每个半周期结束时提供快速切换。第2个半周期是第1个半周期时移的复制。通过Vout1和Vout2的输出波形取决于电容器“Co”的大小。从图2中可看出，利用晶体管Mp13和Mp16可以实现缓冲级，获得正方形的输出波形。假设通过电容器“Co”的电压变化与2Vo的峰间电压对称，振荡频率可表示为 f0=Ip/4C0V0，因此振荡频率与电流成正比。对源极耦合多谐振荡器加偏置PTAT电流（Ip）时，生成的振荡频率会显示PTAT行为。

3　测量结果

我们采用标准180 nm CMOS技术，实现本文提出的温度变频器电路。图5是提出电路的显微图。提出的温度传感器占用的有源面积约为0.061 mm2。

图5　提出的温度传感器显微照片

对十个样机进行了多次测量，并在恒温机中描述了样机的温度性能特征。对温度控制PC进行了编程，可以简单重复温度循环。利用控制单元实现流程控制。经过校正的精密温度计（±0.015℃）用于交叉检验样机的温度。在温度范围为-43℃～+85℃并且程序控温梯度为12.5℃的条件下进行了所有测量。图6是实验测量设置图。

图7是提出的6个温度传感器的测量结果。从图中可看出，热等效频率会随着温度的变化而呈线性变化。所以，根据图7可看出校定函数为线性。因此，选择单点校正法进行校正。在常温（22.5℃）下进行单点校正，并且利用MATLAB进行离线计算。

图6　实验测量设置

图7　提出的温度-频率转换器实测性能

计算出的本文结构非线性度在±0.8%范围之内。图8是样机的温度误差。从图8中可看出，本文提出电路的温度误差小于±1℃。温度范围为135℃，表1列出了6个样机的7个实测温度下的具体误差数据。

图8　提出的温度-频率转换器的实测温度误差

表1　利用相位噪声频谱计算出的性能参数

利用安捷伦4395A频率分析仪描述本文提出结构的相位噪声性能特征。本文提出的温度传感器的电源工作电压为0.8 V±10%。这就需要适应电压调节电路，面积以及功率损耗均会增加。但是，在目前的电源电压条件下，仍然可以对微处理器进行热监测。表2是提出温度传感器的性能比较。其中分辨率的计算公式如下：

表2　相比参考文献其他同类传感器的性能比较

从表2可看出，提出的传感器的有源面积与其它传感器差不多，但是能够在电源电压较低的条件下运行。相比其他温度传感器，提出的温度传感器功率损耗较少，并且温度误差适中。在85°C条件下功率损耗最大，为500 nW。由于每次转换能量的计算值最小，所以提出的结构的品质因数（FOMs）较小，相应成本也较低。提出的温度传感器的非线性度范围为≈±0.66%。

4　结论

提出一种结构简单、低成本的温度传感器，能够根据温度生成等效频率。测量结果表明，本文提出的温度-频率转换电路能够检测出-43℃～+85℃范围内的温度，电源电压为0.8 V±10%，需要稳定的电源电压。经过单点校正之后，提出的温度传感器测量出的温度误差小于±1℃。实际测试结果表明，相比其他的类似传感器，提出的温度传感器的性能更适用于片上热管理。

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林卓彬（1982-），女，吉林长春人，研究生，讲师，主要研究方向为电气自动化、电子技术、控制技术，linzhuobin13@sina.com；

杨华（1979），女，吉林长春人，研究生，讲师，主要研究方向为电气自动化、电子技术、控制技术。

Low Power Temperature Sensor Circuit Design Based on COMS 180 nm Process

LIN Zhuobin，YANG Hua*
（Brand School of Engineering and Technology，Changchun Vocational Institute of Technology，Changchun City，Jilin 130033，China）

In order to reduce the power consumption of the temperature sensor，a simple on-chip temperature-frequency converter circuit is proposed.The converter can detect temperature in terms of the proportional to absolute temperature（PTAT）current，and then converts the temperature equivalent to the frequency by using the source coupled multi-vibrator circuit.The proposed circuit has been designed and fabricated in a standard 180 nm CMOS technology and occupies area of about 0.061 mm2.Through many practical measurement.The test results show that when the power supply voltage is 0.8 V+10%，the temperature sensor can work within the temperature range of-43℃～+85℃，and after a single point after correction，the maximum temperature error is less than±1℃.When the power supply voltage is 0.8 V，the average power loss at+85℃is only 500 nW.

temperature sensor；temperature-frequency converter；PTAT；low power consumption

TP212.11

A

1005-9490（2016）05-1140-05

2015-11-04修改日期：2015-11-26

EEACC:7230；7320K10.3969/j.issn.1005-9490.2016.05.024