周美兰　田小晨

摘要：双向DC/DC变换器作为电动汽车能量控制的关键性元件，是复合电源储能系统中不可或缺的重要部件之一，鉴于不同的双向DC/DC变换器拓扑结构的选择能够影响其成本的高低、性能的好坏，以电压、电流应力最小的双向半桥变换器为基础，采用不添增额外半导体器件的软开关技术，有效的减小器件的开关损耗，并选取两相交错式拓扑结构来弥补输出电压、电流纹波大的缺点，在双向Dc/Dc变换器中采用两个电流内环并共用一个电压外环的控制策略，通过仿真实验验证了该变换器能够实现对能量双向流动的稳定控制，具有零电压、零电流开关，输出电压、电流纹波小的优点，

关键词：双向DC/DC变换器；软开关技术；开关损耗；控制策略

DoI：10.15938/j.jhust.2016.04.016

中图分类号：TM46

文献标志码：A

文章编号：1007-2683（2016）04-0083-07

0引言

目前市场上的纯电动汽车绝大多数是以单一蓄电池为主能量源来驱动汽车的工况运行，而复合电源储能系统对于纯电动汽车的发展是一次质的飞跃，它能够提高电动汽车的续驶里程，减少蓄电池的大电流放电，从而起到节约资源、延长蓄电池使用寿命的作用，在电动汽车的工况运行中，双向DC/DC变换器能够抬高超级电容的输出电压以获得稳定可靠的直流母线侧电压，另外，在电动汽车制动的情况下，还可以通过双向DC/DC变换器将电动机的能量回馈到超级电容，从而增加电动汽车的续驶里程。

与几种经典的双向DC/DC变换器进行对比发现，双向半桥式DC/DC变换器所用的开关元件和二极管的电压、电流应力较小，并且只需一个电感就可以储存和释放能量。但如果将其运用在大功率负载情况下，所需开关管的等级较高，电感较大，则变换器的体积也相应增大。为了弥补上述缺点，本文以双向半桥式DC/DC变换器为基本单元，采用不添增额外开关器件的软开关技术，降低开关器件的功率等级，减小电感电流纹波，并有效的减小器件的开关损耗，提高变换器的工作效率，

2.双向DC/DC变换器的拓扑结构和控制策略

2.1双向DC/DC变换器的拓扑结构和工作原理

本文采用两相交错式双向DC/DC变换器拓扑结构，由两个基本半桥式双向DC/DC变换器交错并联构成，拓扑结构图如图1所示，在图1中，高压侧V_h为直流母线侧电压，低压侧V_l为超级电容侧电压，

采用两相PWM控制信号，每个单元的开关控制信号相差1/2个周期，且每个周期的导通时间相等，从而电感电流也互错叠加，纹波减小到原来的二分之一。

当变换器正向运行时，下方开关管S_d1、S_d2处于导通状态，与上方开关管S_u1S_u1共同构成升压模式；当变换器反向运行时，上方开关管S_d1S_d2处于导通状态，与下方开关管S_d1S_d1共同构成降压模式。

为了实现软开关的目的，变换器在实际的运行过程中为上下方开关管的驱动信号加入了死区时间，此时电感相当于独立电流源，使上下方开关管分别并联的小电容在死区时间内能够进行能量交换，从而实现零电压开通和零电流关断，以单相半桥式为例，对降压运行模式进行分析，升压运行模式同样适用，单相半桥式双向DC/DC变换器拓扑结构如图2所示。

图2中，规定其电压电流的方向为正方向，C_l为低压侧滤波电容，C_h为高压侧滤波电容，D_u和D_u分别为上下方开关管S_U和s_d反并联的二极管，C_n和C_d为上下方开关管分别并联的小电容，高压侧%接电动机负载，低压侧V_L接超级电容，当电动机处于制动状态下，电动机反馈的能量从高压侧v_h经过变换器进行降压，传向低压侧V_l给超级电容充电，此时，s_n为主开关，S_D为辅助开关，图3给出降压运行模式下的波形图。

图3中，V_su、V_sd分别为S_u和s_d的驱动信号，i_l为电感电流。

1）当t_o≤tC_l时，如图3中，由于变换器工作在电感电流正负交替的状态下，电感L值较小，在t₀时刻，i_l为负的最小值获取关断信号，即进入死区时间，此时C_d处于充电状态，C_n处于放电状态，当小电容完全充放电后，即进入t_n-t_l阶段，电感电流i_l流经上方二极管D_u，此时开关管s_u工作在零电压开通（zVS）条件下，相应降低了开关管s_d。的开关损耗，此状态直到开关管s_u拥有导通驱动信号为止。

2.2双向DC/DC变换器的控制策略

由于电动汽车在实际运行过程中频繁工作在加速、减速状态下，此时电动机的转速范围较宽，如果用蓄电池组直接驱动电动机运行会导致电动机的驱动性能严重恶化双向DC/DC变换器可以在负载发生变化或蓄电池组允许的输出电压范围内使电动机的驱动性能得到显著提高，本文对双向DC/DC变换器采用电压外环PI调节，避免负载突变对直流母线侧电压产生较大影响，保证母线电压快速达到稳定状态。

另一方面，在电动机突然制动状态下，大量由机械能转化来的电能会产生较高的反电动势，采用双向DC/DC变换器的降压模式，可将电能以低电压、大电流的形式回馈给电池组，以可调控的方式对电池组进行充电，故采用电流内环PI调节，本文根据前面的研究，所选用的电压电流双闭环控制模式如图4所示。

在每相基本半桥变换器中添加独立的PWM发生器模块，当在某个基本单元变换器存在故障时，两相交错式结构变换器仍可以继续工作，

汽车驾驶员在实际驾驶车辆的过程中，常通过踩油门、踩刹车、换挡位等对电动机发出运行指令，当电动机运行在电动状态下，双向DC/DC变换器采用通道1，变换器工作在升压模式，根据电动机的运行参数进行实时调节；当电动机运行在紧急制动状态下，双向DC/DC变换器采用通道2，使变换器工作在降压模式，根据超级电容给定的充电电压，实现电能回馈。

3.双向DC/DC变换器的仿真分析

针对电动汽车在实际行驶过程中频繁加速、减速和起动、制动，为验证所选变换器的拓扑结构是否合理，本文采用的参数如表1所示。

3.1Boost模式下双向DC/DC变换器的仿真分析

如图5所示为搭建的双向DC/DC变换器主电路的仿真模型，图6所示为变换器控制器CON—TROIJ，ER的子控制模型，为了简化变换器的控制量，内环采用总电流控制，外环采用输出电压控制，同时参照图1的总拓扑结构图加以分析。

图7所示分别为i_l、i_l1、i_l2的电感电流波形，电感L1和L2过零交替导通，主电路电流i_l的纹波是单个电感电流的1/2，有效的弥补了输出电流纹波大的缺点，同时，主电路的输出电流为20 A左右，是单个电感工作时的2倍，完全满足最大输出功率的要求，从而进一步增加了变换器的效率。

开关管MOSFET的电压、电流波形如图8所示，因本文选用的是MOSFET与续流二极管的整体模型，所以仅测出其整体模型下的电压电流波形，其截止电压即为输出电压，由于MOSFET开关管中存在导通电阻，在开关管导通时，其电压随着流过MOSFET的电流而逐渐增加，在MOSFET获取导通信号时，由于存在电流反向，MOSFET并不马上导通，而是等到电流过零变为正时，MOSFET实现ZCS，有效的降低了开通损耗。

超级电容的放电波形图如图9所示，在变换器的工作状态下，超级电容的端电压逐渐降低，在Boost模式中，图10、11、12、13所示分别为输入电压等于10、15、18、21，6 V时所对应的输出电压波形，超级电容作为输入动力源，其放电瞬间会产生较大超调，通过变换器的控制，在1ms内输出电压可达到稳定，图14所示为Boost模式下的输出电压波形，从波形图可以看出输出电压纹波小于5%，符合变换器的最初设计。

2.2 Buck模式下双向DC/DC变换器的仿真分析

Buck模式下的工作过程与Boost模式类似，图15为Buck模式下的总电流和单个电感电流波形，i_l1、i_l2正负交替导通，主电路的总电流i。的纹波是单个电感电流的1/2，有效的弥补了单相输入电流纹波大的缺点，

在Buck模式下MOSFET的电压电流波形如图16所示，MOSFET基本处于截止状态，当其获取导通信号时，因电感电流反向，电感电流经过二极管续流，此时MOSFET两端的电压为0，实现了ZVS，从而降低了导通损耗。

在Buck模式中，不同的超级电容端电压所对应的充电电压波形如图17、18、19所示，超级电容采用恒压充电，因负载侧的电压波动较大，将超级电容的充电电压稳定在18 V，考虑到在变换器起动瞬间，超级电容保存有一定的电压和电荷，则必然存在起动瞬间的放电过程，在5 ms内充电电压在许可范围内波动，随后电压保持稳定状态，由图20可看到超级电容的输入电压纹波小于5%，满足变换器的最初设计。

4.结论

本文为复合电源储能系统提供了一种采用软开关技术的高效率双向DC/DC变换器拓扑结构，与传统的双向DC/DC变换器相比，它的优点如下：

1）设计电感电流正负交替导通，不添加额外的半导体器件，实现主辅开关的零电压导通和反并接二极管的零电流关断，使变换器的工作效率得到提高，并且采用两相交错式结构有效的降低了电感电流的纹波。

2）采用电压电流双闭环的控制方式，即采用一个电压外环和两个电感电流内环，使得总电流反馈的响应速度较快，提升了变换器的可靠性和安全性。

双向DC/DC变换器是电动汽车中不可或缺的重要部件之一，对双向DC/DC变换器的拓扑结构及控制方式仍需不断研究与改进，从而推动变换器的快速发展。