曾鹤琼，胡　骏，杨祖芳，王瑞瑛（.武汉工商学院信息工程学院，武汉430065；2.湖北生物科技职业学院计算机系，武汉430070）

采用前端变压器的射频电磁波能量收集器设计

曾鹤琼1，胡骏2*，杨祖芳1，王瑞瑛1
（1.武汉工商学院信息工程学院，武汉430065；2.湖北生物科技职业学院计算机系，武汉430070）

为实现高灵敏度的电磁波能量收集，提出了一种采用前端变压器的射频电磁波能量收集器。该电路具有一个前端变压器和18级整流器，可使收集电路与一个标准的50天线相匹配，同时提供电压增益，从而减少了18级整流器的“死区”。设计的电路采用了标准130-nm CMOS工艺，面积为200μm×250μm。实验结果表明，提出的能量收集器电路能够与50Ω天线相匹配，且具有-25 dBm灵敏度。

能量收集；整流器；射频（RF）；变压器

当前，电子消费市场对远程供电或自供电电路的需求不断增加。相关研究人员都在积极探索新的能量收集方法，如使用最常见的电磁波作为电源，实现射频（RF）能量收集［1］。在RF能量收集中，由于监管限制，接收功率通常很低。此外，高频信号的衰减较大，进一步加剧了能量收集的难度。再者，如果RF能量收集电路是完全放电的，它将存在一个固有的最小输入功率，称为“死区”［2］。电路在该功率下接收的电力不足以克服其损失，譬如电阻和泄漏等。因此，设计此类电路时的首要原则是获取更高的灵敏度，减少“死区”。

电路要走出“死区”，效率是至关重要的因素，其原因在于可用能量较低。因此需要使电路与天线相匹配以便获取最佳功率传输。在实际应用中，（如RF识别技术），设计人员通常会在电路连接到天线设备后，通过调整阻抗以达到最大传输功率，来进行匹配［3-4］。文献［5］采用阻抗匹配法在电路中进行匹配，最常用的拓扑结构如LC-匹配电路。此外，变压器也可用于阻抗匹配，与LC-匹配电路相比，使用变压器具有如下优势：（1）更小的芯片面积：初级和次级变压器可以叠加［6］；（2）鲁棒性：与LC时间常数值相比，变压器的特性较少受参数变化的影响［7］。

整流射频源信号所采用的技术，类似于处理较低频率和较高电压振幅的信号时使用的技术［8-9］。当前较先进的用于能量收集的电路开始使用整流器作为电压倍增器，该整流器增加了输出端的DC电压，这样可以对一个具有几十到几百mV振幅的入射波进行整流，并且产生0.2 V～1.0 V的直流电压。

本文提出了一种全集成射频能量收集电路，采用了一种集成升压变压器，该升压变压器提供了电压增益，从而将设备灵敏度提高了3 dB，同时允许50Ω输入阻抗与传统天线的最大传输功率阻抗相匹配，变压器之后紧跟一个使用NMOS晶体管设计的18级半波整流器，以便产生高到足以供应集成电路的DC电压［10］。本文对全阻抗匹配模型进行了研究和优化，该模型包括键合线、变压器和负载（整流器）。我们对提出的电路进行了测试，结果表明，在通过使用一个升压变压器后，能量采集器的灵敏度和效率均得到了提高。

1　变压器设计

图1为使用变压器的天线匹配电路的等效电路［3］，其中，L11和L22为初级和次级自感，M为互感（M=k）。Rp1和Rs2分别为初级和次级绕组的串联寄生电阻。Zrect=Rrect+j Xrect为变压器负载阻抗［11］，Rrect和Xrect分别为Zrect的实数和虚部分。为了达到最大功率传输，要求ZPH=Z*A。ZA为天线阻抗，ZPH为能量收集电路的输入阻抗，R［ZPH］和S［ZPH］分别为输入阻抗ZPH的实数和虚部分，根据文献［3］中公式：

图1　变压器匹配等效电路

其中，R［ZPH］和S［ZPH］分别为输入阻抗ZPH的实数和虚部分。从式（1）可以看出，首先，R［ZPH］永远不能低于Rp1，通过互感和负载阻抗之间的关系，Rp1可等于R［ZA］。其次，S［ZPH］的值可以设为负值（电容）、零值（纯电阻）或正值（电感）以便设置S［ZPH］=-S［ZA］。

考虑到ZA=RA，为了满足S［ZPH］=0，需要取消ωL11的影响，因此，设Rs2≪Rrect，且ΔX=ωL22+Xrect，代入到式（1）中S［ZPH］，可得出以下公式：

求解二阶公式（2）可得到以下公式：

在设计过程中，整流器应与输入相匹配以确保最大功率传输。因此，Xrect应取足够大，以便匹配变压器的次级电感。此外，Rrect也应当取较高的阻值（在实践中，高于变压器次级电阻），其目的是使更多能量转移到整流器，而一个非常高的值会导致变压器的电压增益降低，因而灵敏度较低。从式（3）的分析可以看出，Rrect的有效性受到平方根内的项的限制，Rrect=k2ωL22/2是最适合这两种情况的值，代入到式（2）和式（3）可以求解得出，Xrect=（k2/2-1）ωL22。

根据以上思想，R［ZPH］的计算如下：

在一个电压升压变压器中，由于匝数较低，初级绕组寄生电阻（Rp1）通常很小。根据式（4）得出，互感与负载阻抗之间的关系可用来增加输入阻抗，以便使其等于RA。

通过利用戴维南等值，计算在L22和Rs2的电压（VM），可计算出电压增益V2/VA。此外，考虑到电路的匹配使Zrect=ZM∗，其中ZM为变压器输出阻抗，Xrect的定义如前所述，可得到以下公式：

将式（5）代入式（6）中，可得到变压器的电压增益：

式（7）表明电压增益可通过以下方式增加：（1）增加次级绕组（L22）；（2）增加k。仔细检查式（3）、式（4）和式（7），可以发现L11不会对集成变压器的匹配和电压增益设计造成很大的影响。因此，设计变压器的目标是增加L22，保持低的L11并同时保持高的耦合系数（k）。

另一个重要结论是，使用变压器匹配特别有利于低阻抗天线，此类天线本身具有较低的输出电压，因为它增加了电压增益并减少了电路“死区”。

2　键合影响分析

图2显示了接地键合、带集成变压器的能量收集电路和输入键合。图中Cg2短路接地，因此可忽略。通过键合电感Li以及两个电容Ci1和Ci2对输入键合进行了建模，每个键合端分别有一个电容。为简化电路分析，忽略了键合串联电阻，天线负载为ZIN，输入键合块以一个2端口阻抗矩阵为特征，接地键合的输入阻抗为Zg11=jωLg‖（1/jωCg1）（注：Vg2接地）。

图2　包括键合的输入电路

鉴于能量收集电路将接地键合的输入阻抗视作串联的，在节点X（见图2）的阻抗为ZX=ZPH+Zg11，由此，可获得以下公式：

同时，如图2所示，天线输入负载阻抗ZIN可以通过如下公式得出：

利用人工分析ZIN公式较为困难。因此此处采用了一个数值模拟器，并使用从电路设计中提取的一系列值作为变量，以便分析表达式，并用实际测量与仿真结果进行比较。

分析结果表明，如果输入键合和接地键合具有比初级电感更低的电感，二者对匹配的影响都较小。Ci2和Cg1对匹配的影响几乎可以忽略不计。然而，匹配对Ci1的变化高度敏感。此外，也对整流器输入阻抗Zrect的变化进行了模拟。对应于图2中元素的模拟值如下所示：Ci1=250 fF；Ci2=60 fF；Cg1=60 fF；Li=1.5 nH；Lg=1.5 nH。

3　整流器设计

在RF能量采集器中，整流阶段通常由一连串的整流器组成，这些整流器用于增加输出端的DC电压。接下来主要对运行在弱反转区的整流器进行了分析研究。

图3显示了倍压器的基本构件。Mn的栅极连接到Vrect。晶体管在“二极管”配置中进行连接，负载为电容器。Vrect=Vacos（2πft）为整流器输入端上施加的电压。图3也描述了在两阶段（φ1和φ2）操作过程中整流器在整流ac信号时是如何运转的。同时显示了漏极电流以及入射波的一个周期内晶体管终端的电压。点A和B为源漏反转点，Vo在稳定状态下视为常数。阶段φ1和φ2分别对应于充电电流（id1）和反向电流（id2），并分别在时间区间［A，B］、［-T/2；A］和［B；T/2］中定义。在理想的情况下，在φ1阶段，当Vrect＞Vo时，电容器充电，而在阶段φ2，当Vrect＜Vo时，电容器放电。最初，电容器充电和放电时间为入射波周期的50%，随着输出电压的增加，充电时间φ1减少而φ2增加，直到实现带有稳态电压值的平衡。

图3　作为二极管连接的单整流器（NMOS）以及电压和电流随时间的变化

使用该电路的信号在50Ω负载上其功率将小于-3 dBm，这意味着在晶体管终端施加的电压小于普通CMOS技术的阈值电压（Vth）。因此，在区间［A，B］，该电路的晶体管大多工作在弱反转区。漏极电流见式（11），其中，Iz=2KnVT2，n为常数（通常在1和2之间），VT为热电压，且K=μnCoxW/L。在区间［B，A］，晶体管大多处于积累和耗尽区，在这些区域，式（10）合理地近似Vgs=0［3］。因此，

从上面的分析中，可得出如下结论：对于非常微弱的信号来说，每个 MOSFET整流器块可以实现的最大可能输出电压很小。效率直接与Vgs/VT之间的关系相关，电荷和泄漏电流具有相同的数量级。因此，有必要使用多级整流器来增加输出dc电压。另外，与带有在强反转区运转的晶体管的传统整流器相比，运转时带有该输入功率级的整流器具有较低的电荷/功率输送能力。

图4显示了多级整流器的拓扑结构。设其操作原理与用于单级整流器的操作原理假设相同，在第1个周期内，当Vrect＜Vo1时，M1正向偏置且将电容器C1充电至Vx。在第2个周期内，当Vrect＞Vo1时，C1保持其电荷，从而Vo1升至2Vx，同时M2直接偏置并将电容器C2（节点Vo2）充电至2Vx。在后续阶段使用相同的机制，无需考虑负载和损失，在最后阶段的输出电压等于N·Vx。在实践中，更具体地说，由于带有工作在弱反转区的晶体管，Vx永远不等于Va。在每个完整的周期内，泄漏电流减少了每个电容器的电荷量，因此大大减少了每个节点的电压。整流器由18级组成，以便得到匹配条件所需的负载阻抗（Zrect）。应用的输入电压低于晶体管阈值电压（电压为320mV）。

图4　采用二极管连接的NMOS晶体管的多级配置

4　能量收集器测试结果

如前所述，电路的设计采用了标准130-nm工艺。作为平面集成变压器，与整流电路的设计相比，变压器的设计不太灵活。因此，我们先设计变压器，然后匹配整流器。由于变压器的设计目标是为了实现最小面积和寄生电阻，以便最大限度地提高次级绕组电感，然后设计初级绕组使M和耦合系数（k）最大化，同时减少绕组间电容。以此为目标，我们在一个叠加的配置中设计变压器布局，以实现初级和次级绕组间的高匝数比。次级绕组的匝数为12，以便减少寄生电阻。初级绕组的匝数为 3.5。采用ASITIC软件计算了所有的变压器模拟和参数，如表1所示。

表1　变压器及整流器特性

对于所提出的电路如图5所示，整流器输入阻抗是整流级数的一个函数。因此，每个整流级的阻抗由电容值（Cn）和晶体管的参数W和L决定。为了设计整流电路，我们认为每一级应该有一个时间常数。此外，在阶段φ1，晶体管应保持较低的电阻和较高的电容。由于面积权衡，我们选择C=400 fF，这使晶体管的宽高比W/L=31。由于变压器的等效串联电阻（Rrect）降低，会导致电抗（Xrect）增加。为了使变压器与整流器相匹配，最初需要20级，经过布设后模拟，减少到18级。

图5　所提出的能量收集电路

图6显示了实验测试板，该测试板为带变压器匹配的电路。对于提出的能量收集电路，如前面部分所述，来自键合和测试板的寄生电容和电感可以影响电路匹配。图7显示了电路测量输入反射系数（S11）以及理论和模拟结果。使用网络分析器获得了测量结果，显示的行为正如模型所预测，在接近1.5GHz的频率范围内电路得到匹配。

图6　能量收集器电路板

图7　理论的、模拟的和实验的反射系数（S11）

该电路能够提供稳定的dc电压，输入频率范围在1.2GHz和1.8GHz之间，频率为1.3GHz时电压最大。图8显示了频率为1.3GHz时，不同输入功率级下在电磁吸波暗室内测量的收集电路的输出电压，同时显示了频率为1.3GHz时证明电路设计的模拟值，以便进行比较。结果表明，该电路能够有效地整流入射波，并在负载为10MΩ时产生稳定的输出电压，在-5 dBm时结果最显著，此时输出电压约为800mV。灵敏度与-25 dBm一样低，此时电容负载产生的dc电压为200mV。

图8　电磁吸波暗室内的输出电压

图9对不同输入功率级下连接10MΩ负载的电路输出电压进行了比较。结果表明集成变压器的灵敏度提高了3 dB。此外，为了补充实验结果，我们开展了一个最终测试以验证电路充电的性能：将一个270 nF外部电容器与10MΩ负载进行并联。充电至1.1伏时大约花了2.5 s。表2对本研究中电路的灵敏度与其他研究中的电路的灵敏度进行了比较，所有研究均在相同的负载条件进行，即使用一个电容负载，并在输出电压为0.2V和1V时进行测量。

图9　带有电容负载的电路与无电容负载的电路的输出电压比较

表2　与类似文献的比较结果（带有电容负载）

5　结论

本文提出了一种采用前端变压器的射频电磁波能量收集器。该电路的设计通过采用升压变压器和18级整流器，实现了较高的灵敏度。实验结果证实了所提出的有效性，并表明了该电路与50Ω天线相匹配且具有-25 dBm灵敏度。

［1］ Saidur R，Islam M R，RashmiW，et al.Solar Energy Harvesting with the Application of Nanotechnology［J］.Renewable&Sustainable Energy Reviews，2013，26（10）：837-852.

［2］ Twiefel J，Westermann H.Survey on Broadband Techniques for Vibration Energy Harvesting［J］.Journal of Intelligent Material Systems&Structures，2013，24（11）：1291-1302.

［3］ Papotto G，Carrara F，Palmisano G.A 90-nm CMOS Threshold-Compensated RF Energy Harvester［J］.IEEE Journal of Solid-State Circuits，2011，46（9）：1985-1997.

［4］ 李政，唐祯安，余隽.一种压电能量收集与管理电路［J］.电子器件，2015，38（1）：122-125.

［5］ Le T，Mayaram K，Fiez T.Efficient Far-Field Radio Frequency Energy Harvesting for Passively Powered Sensor Networks［J］. IEEE JournalofSolid-State Circuits，2008，43（5）：1287-1302.

［6］ 张全琪，邓华超，谭洪舟，等.一种高效2.45GHz低输入功率微带整流电路［J］.电子技术应用，2015，41（5）：60-62，66.

［7］ Bazinet，James Noon.针对能量收集型无线远程传感器网络的实用电源管理设计［J］.电子设计技术，2010，17（11）：82.

［8］ Singh G，PonnagantiR，Prabhakar T Vl.A Tuned Rectifier for RF Energy Harvesting From Aambient Radiations［J］.AEU-International Journal of Electronics and Communications，2013，67（7）：564-569.

［9］ 韦保林，韦雪明，徐卫林，等.环境射频能量收集技术的研究进展及应用［J］.通信技术，2014（4）：359-364.

［10］孟庆春，陈光柱.自供电无线传感网络节点设计［J］.仪表技术与传感器，2012（7）：102-104.

［11］Nintanavongsa P，Naderi M Y，Chowdhury K R.A Dual-Band W ireless Energy Transfer Protocol for Heterogeneous Sensor Networks Powered by RF Energy Harvesting［J］.Computer Science &Engineering Conference International，2013，475（3）：387-392.

［12］白杨，张万荣，江之韵，等.一种低抖动电荷泵锁相环的设计［J］.电子器件，2015，38（3）：516-520.

曾鹤琼（1981-），女，土家族，湖北恩施人，研究生，讲师。主要研究方向为电子电路研究与设计，zenghq400@126.com；

胡骏（1981-），男，汉族，湖北武汉人，研究生，讲师，本文通信作者。主要研究方向为电子技术、通信技术，nickhu_ 81@sina.com.cn；

杨祖芳（1981-），女，汉族，湖北荆州人，研究生，讲师。主要研究方向为电子电路；

王瑞瑛（1979-），女，汉族，湖南常德人，研究生，讲师。主要研究方向为电子电路。

RF Electromagnetic Energy Collectorusing Front-Endtransform ers

ZENG Heqiong1，HU Jun2*，YANG Zufang1，WANG Ruiying1
（1.Information Engineering Institute，Wuhan Technology and Business Uniυersity，Wuhan 430065 China；2.Department of Computer，Hubei Vocational College of Bio-Technology，Wuhan 430070 China）

In order to achieve high sensitivity of electromagneticwave energy collection，a new energy collector with RF electromagnetic wave is presented.The circuit has a front end transformer and a 18 stage rectifier，which can make the collection circuitmatch with a standard 50 antenna，while providing a voltage gain，thereby reducing the “dead zone”of the 18 stage rectifier.The circuit is design with a 130-nm CMO Sstandard process.Area is 200μm× 250μm.The experimental results show that the proposed circuit，the energy collectormatches with 50Ωantenna matching with the sensitivity of-25 dBm.

energy harvesting；rectifier；radio frequency（RF）；transformer

TM 433

A

1005-9490（2016）04-0978-06

2015-09-07修改日期：2015-10-08

EEACC:2140；735010.3969/j.issn.1005-9490.2016.04.042