陈　果（中山职业技术学院信息工程学院，广东中山528040）

一种新颖的双模态LLC谐振变换器的分析与设计*

陈果*
（中山职业技术学院信息工程学院，广东中山528040）

为了提高LLC谐振变换器的输入电压适应范围，提出了一种新颖的双模态LLC谐振变换器。所提出变换器的隔离变压器原边绕组中设计有一个辅助抽头，使得变压器具有两种工作变比，对应两种工作模态：低输入电压区模态和高输入电压区模态。通过检测输入电压控制高频开关，使得变换器自动选择适应当前输入电压的工作模态。文中给出了所提出变换器的详细工作原理和换流过程分析。为了避免变换器在设定的输入电压切换点附近因模态连续切换而产生的震荡，提出了一种基于电压滞环和模态保持的模态切换策略。最后，研制了一台300W的实验样机，样机输入电压为25 V～60 V，控制芯片为TMS320F28335，样机实验结果验证了所提出的双模态LLC谐振变换器及其模态切换策略的可行性。

变换器；LLC；双模态；宽范围输入；模态切换

燃料电池具有零排放、高转换效率（32%～46%）和低噪音等优点，因此被看做是最符合未来能源需求的能量来源［1-2］。燃料电池发电技术得到了国内外学者的广泛关注和研究［3-6］。在燃料电池发电系统中，由燃料电池反应堆输出直流电源，其具有电压幅值低（＜60 V，对应5 kW～10 kW系统）和电压变化范围大的特点［4］。因此需要在燃料电池和DC/AC逆变器之间设置升压型DC/DC变换器以获得稳定的直流电压（比如380V直流电压对应220V的电网［6］）。

LLC谐振变换器具有效率高、成本低和全负载范围内实现软开关等优点，已经在通信电源［7］、LED照明［8］和电动汽车［9］等领域得到广泛应用。LLC谐振变换器在燃料电池等新能源发电系统中的应用也在不断增多［10］。为了满足宽范围输入的应用要求，国内外学者提出了多种LLC谐振变换器的改进拓扑结构和控制策略［10-16］，目前的研究主要集中在以下3个方面：（1）新型电路拓扑［10-12］，文献［10］提出了Boost+开环LLC谐振谐振变换器的两级变换思路，文献［11］提出了Z源LLC谐振变换器，文献［12］提出了双输入电感的LLC谐振变换器。上述这些电路都是在LLC谐振变换器的基础上增加了辅助电路，虽然可以提高变换器整体的输入电压适应范围，但是辅助电路的引入会降低LLC谐振变换器的性能（相比于单级LLC谐振变换器的方案）。（2）变电路拓扑［13-14］，变换器一般具有两种或两种以上的具有同构结构的子拓扑，子拓扑之间通过投切开关选择最佳的子拓扑。（3）变工作模态［15-16］，仅仅通过变换器控制模式的改变，主动转换为最适应当前环境条件下的拓扑形式及工作模态，其模态切换中使用到的投切开关本身也用作变换器中的高频开关［15］。变模态变换器中的工作模态之间的切换不再局限于设定特定的投切开关，而是通过控制改变电路结构或是调制方式［16］。

本文在半桥LLC谐振变换器的基础上，通过在高频变压器的原边绕组中设计一个辅助抽头，并辅以一对高频开关管组成的控制桥臂。通过控制高频开关管的开关逻辑，使得变压器具有两种工作变比，对应两种工作模态：低输入电压区模态（辅助抽头投入使用）和高输入电压区模态（辅助抽头退出使用）。变换器在两种模态下均能被设计在相对最佳状态，而不需要为了兼顾两个输入电压区而牺牲功率变换效率。本文对变换器的换流过程进行了详细分析，并提出了一种改进的模态切换策略。最后，设计了一台输入电压为25 V～60 V的实验样机，给出了变换器的设计过程和实验结果。

1　电路结构与工作原理分析

所提出的双模态LLC谐振变换器的电路构如图1所示。图中，S1和S4组成半桥，其公共连接处接到变压器T1原边绕组的一个端点；谐振电容Cr1和谐振电容Cr2组成半桥，其公共连接处接到变压器T1原边绕组的另一个端点；S2和S3组成半桥，其公共连接处接到变压器T1原边绕组的辅助抽头处；Dj1-Dj4分别为开关管S1-S4的寄生体电容；LLC谐振网络由T1的励磁电感Lm（电感量为Lm），谐振电感Lr（电感量为Lr）和谐振电容Cr1、Cr2（电容量均为Cr/2）组成；变压器的原、副边绕组匝数比为n：1（原边绕组匝数为两个端点之间的匝数）；T1的输出接到全桥整流电路（由二极管D1、D2、D3和D4组成）；Vin和Vo分别为输入电压和输出电压；iS1和iS2分别为流过开关管S1和S2的电流；ir为流过谐振电感Lr的电流；irec为副边整流输出电流。

图1　双模态LLC谐振变换器

变换器具有两种工作模态：低输入电压区LIVR（Low Input Voltage Region）模态和高输入电压区HIVR（High Input Voltage Region）模态，下面给出两种模态下的工作波形和换流过程分析。本文中，LIVR模态和HIVR模态下变换器的等效电路相同，该等效电路定义为基本模态，对应本文为半桥LLC谐振变换器。

1.1HIVR模态

HIVR模态内，开关管S2和S3保持关断，该模态内变换器理论工作波形如图2所示。

图2　理论工作波形

阶段1［t0-t1］副边二极管D1和D3导通，LT与（Cr1+Cr2）形成LC谐振，ir呈正弦规律变化。ir对S1、S4的寄生体电容进行充放电，使得S1的漏源电压υds1近似线性下降，S4的漏源电压υds4近似线性上升。当υds1降到零时，Dj1导通，实现续流，为S1的软开关创造条件。

阶段2［t1-t2］S1开通，S4保持关断，副边二极管D1和D3保持导通。该阶段仍属于二元件谐振阶段（将Cr1和Cr2当成一个元件看待），ir、υCr1和υCr2继续谐振，其工作波形按照正弦规律变化。当ir的大小与励磁电流相同时，该阶段结束。

阶段3［t2-t3］S1保持开通，S4保持关断，副边二极管D1和D3进入截止状态。该阶段，变换器进入三元件谐振，励磁电感Lm参与谐振，由于励磁电感的电感量比谐振电感大得多，因此可以近似认为电流保持不变，υCr2保持上升，且近似线性。当S1关断信号到来时，该阶段结束。

t3-t6阶段内，变换器的工作原理与t0-t3阶段内相似，谐振网络先对S4的寄生体电容进行放电，为S4的软开关创造条件，并分别经历二元件谐振和三元件谐振。具体换流过程分析这里不再详述。

1.2LIVR模态

LIVR模态下的工作波形与HIVR模态下相似，所不同之处在于图2中S1和S4的驱动信号替换为S2和S3。即LIVR模态内，开关管S1和S4保持关断，通过S2和S3的高频开关动作实现能量传输。其工作阶段也可以分为6个，相应换流过程参见HIVR模态。

2　谐振网络设计方法

谐振网络的设计主要包括变压器匝数比n、辅助匝数比na（定义为辅助抽头投入使用时有效的原边绕组匝数除以副边绕组匝数）、励磁电感的电感量Lm、谐振电感的电感量Lr和谐振电容的电容量Cr。设计过程中需要兼顾两种模态下的运行要求进行适当折中。设计开始前，先定义变换器最低输入电压为Vin_min，最高输入电压为Vin_max，设定的输入电压切换点为Vin_cri。

本设计中，将最高输入电压Vin_max和切换电压点Vin_cri设计在谐振点（谐振频率均为fr），因此变压器匝数比n满足：

式中Mrange为基本模态的设计输入电压范围。

切换电压与最高输入电压的关系式为：

励磁电感的电感量Lm设计为［17］：

式中，ωr为谐振圆频率，tdead为死区时间，Cj为开关管寄生电容的电容量。

谐振电感的电感量Lr设计为［18］：式中，Istart为两倍以上启动频率下的启动电流（幅值）。

谐振电容的电容量Cr设计为：

完成初步设计后，需要进行仿真（Pspice或PSIM）以获得仿真增益曲线［19］。通过调整Lr（Cr也根据式（6）相应调整）的大小，使得开关频率fsw在［fr/2，fr］范围内，变换器最大增益满足对应输入电压区的电压增益要求。

3　实验验证

传统的模态切换策略中，当输入电压高于切换电压Vin_cri时，变换器工作在HIVR模态；当输入电压低于切换电压时，变换器工作在LIVR模态。该策略存在的问题在于，若输入电压在电压切换点附近存在波动，则有可能出现连续的模态切换，甚至导致变换器出现震荡。

为了避免出现上述震荡，这里提出了一种基于电压滞环和模态保持的模态切换策略。首先，在电压切换点附近设计一个宽度为ΔV的电压滞环（如图3（a）所示）。当变换器工作在LIVR时，若输入电压持续上升，且电压值超过（Vin_cri+ΔV/2）时，变换器切换到HIVR模态；当变换器工作在HIVR模态时，若电压持续下降，且电压值低于（Vin_cri-ΔV/2）时，变换器切换到LIVR模态。其次，在模态切换后设计一个固定时间间隔的模态保持时间thold。图3（b）中显示了输入电压波动时的模态运行图。输入电压从A点变化到B点的范围内，变换器处于HIVR模态。到达B点后，当输入电压继续减小，低于 C点的（Vin_cri-ΔV/2）时，变换器切换到LIVR模态。之后，变换器进入模态保持阶段，该阶段中，输入电压虽然已经上升到高于（Vin_cri+ΔV/2），但是模态不会发生切换，直到模态保持时间结束，即图中的D点。由于D点的电压已经高于（Vin_cri+ΔV/2），因此变换器切换到HIVR模态，并经历相同的保持时间后再进行模态判断。

本策略中，电压滞环的宽度需要根据输入电压的波动程度来选择。而保持时间的大小可以按照下式进行设计：

式中，Co为输出电容的电容量，Po为输出功率。ε为电压波动系数，可以取为5%。

图3　模态切换原理图

4　实验与分析

设计了一台输入电压范围为25 V～60 V的实验样机，样机输出电压为380 V，满载功率为300W。开关管S1～S4的电压应力为60 V，选用IPP05CN10N （100 V，100 A）可以满足要求，其寄生电容的电容量Cj为1 820 pF。整流二极管D1～D4的电压应力为380 V，选用MUR260（600 V，2 A）可以满足要求。

模态切换相关参数为：输入电压切换点Vin_cri= 40 V，电压滞环宽度 ΔV=2 V，模态保持时间 thold= 20ms。样机的谐振网络参数为：谐振频率fr设计为100 kHz，死区时间设计为200 ns，Lm为68μH，Lr为10.4μH，Cr为244 nF，仿真得到50 kHz～100 kHz下的满载增益范围为1.62，满足1.5倍的最大增益要求。隔离变压器选用PQ32/32骨架，选用低损耗的DMR55磁芯，变压器原边匝数设计为12匝，副边匝数为152匝。谐振电感选用PQ20/20骨架，也选用DMR55磁芯，匝数为6匝。谐振电容选用低寄生电阻的薄膜电容，Cr1和Cr2均为100 nF与22 nF的并联得到。

样机的控制电路是基于TMS320F28335搭建的。其外围电路主要是基于电阻分压的输入电压采样电路（用于模态切换）、基于HCNR201线性光耦的输出电压采样电路（用于电压闭环控制）和基于IR2110半桥驱动芯片的开关管驱动电路（用于功率放大）。主中断中，包含采样信号处理、PI计算、PWM周期寄存器更新、模态切换、PWM寄存器使能等模块。

图4（a）和图4（b）为HIVR模态下且输入电压分别为60 V和40 V时的满载工作波形，图中υgs和υds分别为开关管S4的栅源电压（栅极和源极两端电压）和漏源电压（漏极和源极两端电压），ir为谐振网络电流，υCr为谐振电容Cr2两端电压。从图中可以看出，开关管工作在软开关状态。图4（c）和4（d）为LIVR模态下输入电压分别为40 V和26.7 V时的满载工作波形。图中υgs和υds分别为开关管S3的栅源电压和漏源电压，其余变量与图4（a）相同。

图4　实验波形

图4（e）为输入电压从26.7 V突变到60 V时的实验波形，输出电压存在11 V的跃升，调整时间为24ms。图4（f）为输入电压从60 V突变到26.7 V时的实验波形，输出电压存在10.8 V的跌落，调整时间为24ms。

图5为样机效率特性曲线。图5（a）为样机在不同负载下的效率特性，图5（b）不同输入电压下的满载效率特性对比图。图中实线为双模态样机的效率特性曲线，可以看出，样机在全输入电压范围内均能实现高效功率变换，最低效率出现在输入电压为25 V时，对应变换效率为95.1%；最高效率出现在输入电压为60V时，对应变换效率为96.7%。图中虚线为对比样机（单模态，谐振网络参数与双模态样机相同）的效率特性，由于最大增益的限制，其输入电压工作范围为37 V～60 V，最低效率为94.8%（对应输入电压为37 V），最高效率为96.7%（对应输入电压为60 V）。从图中可以得到如下结论：（1）当输入电压落在高电压区（40 V～60 V）时，双模态样机与单模态样机效率特性基本相同。（2）由于最大增益的限制，单模态样机的输入电压范围为37 V～60 V，而双模态变换器的工作范围为25 V～60V。采用双模态技术可以显著提高变换器输入电压工作范围。（3）在输入电压均为37 V时，双模态变换器的效率比单模态变换器高出1.4个百分点。

图5　样机效率特性

5　总结

本文提出了一种新颖的双模态LLC谐振变换器。通过在隔离变压器原边绕组中设计一个辅助抽头，使得变压器具有两种工作变比，对应两种工作模态。当输入电压落在低压区时，变换器工作在LIVR模态；当输入电压落在高压区时，变换器工作在HIVR模态。文中给出了变换器的工作原理分析、设计方法和模态切换策略，并设计了一台300W的实验样机。实验样机以半桥LLC谐振变换器为基本模态，通过采用本文所提出的双模态技术，将变换器输入电压范围扩宽到基本模态的两倍，而且基本不影响基本模态原有的工作特性。本文所做工作进一步丰富了LLC谐振变换器应用于宽范围输入场合时的可选方案。

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陈果（1982-），男，汉族，江西樟树人，硕士，中山职业技术学院信息工程学院，研究方向为电力电子技术等，chenguo_zsp@sina.com。

Analysisand Design of a Novel LLC Resonant Converter with Dual Modality*

CHENGuo*
（College of Information Engineering，Zhongshan Polytechnic，Zhongshan Guangdong 328040，China）

In order to enlarge the inputvoltage range of LLC resonant converter，a novel LLC resonantconverter with dualmodality is proposed.An auxiliarywinding is designed in the primary side of the isolation transformer，so that the converter will have twomodality with two different operational turns ratio，namely low voltage region modality and high voltage range region.The converter can automatically switch to the suitablemodality according to the sampled input voltage by controlling the transistor.The detailed operational theory and current flow analysis is presented.In order to avoid the resonance around theinput voltage switching point because of continuous modality switch，amodalitys witch strategy based on voltage hysteresis and modality holding.Finally，a 300W prototype is build using TMS320F28335，and the inputvoltage range is 25 V～60 V.The experimental results verify the feasibility of the proposed LLC resonantconverter with dualmodality and itsmodality switch strategy.

Converter；LLC；Dualmodality；Wide inputvoltage range；Modality switch

TM 46

A

1005-9490（2016）04-0886-06

项目来源：中山市社会公益科技研究项目（2015B2331）

2015-11-07修改日期：2015-12-09

EEACC:1290B10.3969/j.issn.1005-9490.2016.04.026