李　杨

(西安电子科技大学 电子工程学院，陕西 西安 710071)



一种大负载峰值电流模DC-DC变换器的设计

李杨

(西安电子科技大学 电子工程学院，陕西 西安 710071)

摘要从DC-DC变换器的技术指标出发，设计了一种大负载输出集成变换器。针对峰值电流模控制下，占空比>50%出现的次谐波振荡问题，引入了斜坡补偿电路。通过采用自适应斜坡补偿电路，提高系统带负载能力。利用动态箝位电路，消除斜坡补偿对带载能力的影响，有效提高了芯片输出电流的能力。

关键词DC-DC变换器；斜坡补偿；动态箝位

随着电子产品性能的不断提升，要求电源管理芯片DC-DC变换器具有更强的输出电流能力[1]。对于峰值电流模控制，斜坡补偿的引入使得峰值电流会随着占空比而变化[2]。本文通过设计自适应斜坡补偿电路和动态箝位电路，消除了斜坡补偿对带载能力的影响，保证了不同输出输入电压下相同的大负载输出[3]。峰值电流模式控制降压型DC-DC的反馈系统原理图如图1所示。首先利用电流采样信号与斜坡信号叠加产生的信号和误差放大器输出电压进行比较，产生输出控制脉冲，该脉冲是周期不变脉宽可调的方波信号，该信号通过控制功率管的导通与关断实现对输出电压的调节。

图1　峰值电流模式控制

1斜坡补偿原理

峰值电流模控制的DC-DC变换器占空比D>50%时，电感电流扰动量会随着周期的增加不断被放大，这会导致不同周期内电感电流起始值不同，输出电压纹波增加等不良现象，即亚谐波振荡现象。不同占空比下峰值电流模式控制的电感电流波形如图2所示。

图2　不同占空比下的峰值电流模式控制的电感电流波形

斜坡补偿是将一斜坡电压信号叠加于电感采样电压信号。斜坡补偿原理如图3所示。图中ΔI0是初始时电感电流存在的扰动量，ΔI1是下一个周期开始时电感电流的扰动量，电感电流上升的斜率为m1，电感电流下降的斜率为m2，补偿信号的斜率为mc，T是系统的周期，Δd是占空比的扰动量。由几何原理可得

ΔI0=(m1+mc)ΔdT

(1)

ΔI1=-(m2-mc)ΔdT

(2)

(3)

由式(3)得出结论：只要斜坡补偿的斜率值满足上述关系式，便可保证电流环路的稳定。

图3　斜坡补偿原理图

2斜坡补偿技术

目前斜坡补偿技术有3种：固定斜率斜坡补偿、分段线性斜坡补偿和自适应斜坡补偿。固定斜率补偿电路结构简单、易于实现，但其补偿斜率固定不变，可能导致过补偿，这会降低芯片的带载能力[4]。分段线性斜坡补偿是通过对占空比划分区间，使不同的区间对应不同的补偿斜率，这样既可以保证该占空比下系统的稳定，同时又避免了补偿过大对带载能力的影响[5]。分段线性补偿斜率不能随输入输出电压连续变化，因此在分段线性补偿的区间内，仍有可能出现过补偿或带负载能力下降问题。自适应斜坡补偿是根据不同的输入和输出电压，动态调节补偿斜率，因此可实现对系统的最佳补偿[6-7]。

3自适应斜坡补偿电路的设计

本文提出了一种自适应斜坡补偿电路，补偿斜率随占空比变化动态地变化，有效降低了系统过补偿，提高了系统带负载能力。自适应斜坡补偿电路包括两部分：一部分是斜坡电流产生电路；另一部分是斜坡电流平方产生电路[8]。自适应斜坡补偿实际电路如图4所示。

图4　自适应斜坡补偿实际电路图

晶体管M1、M2和M3组成了偏置电路提供偏置电流。晶体管M4、M5和电容C1构成了斜坡电压产生电路，当M5关断时，电流I1给电容C1充电，电容电压VC线性上升，当M5打开时，电容C1放电到地，电容电压变为零。晶体管M6～M11和电阻R1组成了一阶LDO，因此两端输入电压VC=VR1。晶体管Q1、Q2、Q3和Q4构成了跨导线性电路，用于产生电流平方项。由上述分析可得

(4)

其中，D为变换器的占空比；T为变换器的开关周期。假设M12和M13的镜像比例为1∶1，则可得I2=VR1/R1，由跨导线性原理可得

(5)

又VC=VR1，将式(4)带入式(5)可得

(6)

对式(6)两边对时间求微分可得

(7)

由式(7)可知，不同的占空比D将有不同的斜坡补偿斜率，因此系统补偿量能动态变化，有效提高了带负载能力。

自适应斜坡补偿能提高系统的带负载能力，但不能完全消除斜坡补偿对带载能力的影响。可通过改变箝位电压的产生结构，消除斜坡补偿对最大电感电流峰值的影响，使峰值电流与斜坡电流和电阻彻底无关，箝位电压产生电路图如图5所示。

图5　箝位电压产生电路图

为提高系统的瞬态响应速度，一般在误差放大器的输出端置有箝位电压，即将放大器输出端电压变化控制在相对较小的范围内，降低系统瞬时响应时间。图5中VSENSE+和VSENSE-分别为采样电压的正相端和负相端，VITH为误差放大器输出电压，Vclamp为误差放大器输出端箝位电压，VREF为基准电压，Islope为斜坡电流。系统稳定工作状态下箝位电压Vclamp与VBE1之和大于放大器输出端电压VITH，三极管Q1截止，箝位电路不起作用。当负载突然发生变化时，放大器输入端电压VFB不再等于0.6V，由于放大器的直流增益较大，因此输出端电压VITH会变的较大，此时箝位电压Vclamp与VBE1之和小于电压VITH，三极管Q1导通，将放大器输出端电压箝位至Vclamp与VBE1之和。箝位电压Vclamp由基准电压和斜坡电压叠加产生

Vclamp=VREF+Islope·R1

(8)

(9)

VSENSE+-VSENSE-=IL·RDCR

(10)

当系统处于响应输出负载变化时，箝位电压Vclamp与VBE1之和等于误差输出电压VITH，此时电感电流IL为最大峰值电流IPK，由式(8)、式(9)和式(10)可得

(11)

在式(11)中，电压VBE1和VREF为固定参考量，通过设置电阻R1与R3的比值，能使最大电感电流峰值IPK与斜坡电流和占空比无关，进而消除引入斜坡补偿对带载能力的影响。

4电路仿真验证

基于Cadence仿真环境，对自适应斜坡补偿电路进行仿真，斜坡电流仿真波形如图6所示。从仿真结果可看出：当占空比较低时，斜坡补偿电流斜率较小，随着占空比的变大，单位周期内系统导通时间增加，斜坡补偿电流斜率迅速增大，较好地解决了小占空比下过补偿和大占空下不稳定问题，提高了系统带负载能力。

图6　自适应斜坡仿真电路图

芯片工作在连续导通模式下瞬态响应仿真波形如图7所示，稳定工作状态下输入电压12V，输出电压1.45V。从仿真波形图可看出，当负载电流为0A时，系统工作在强制连续导通模式，输出电压纹波约为2mV；当负载电流为4A时，系统工作在连续导通模式，输出电压纹波约为2mV。

图7　芯片瞬态响应仿真波形

5结束语

本文设计了一种大负载峰值电流模DC-DC变换器，研究了影响系统带载能力的主要因素。针对峰值电流模DC-DC变换器电流环路存在次谐波振荡问题[9]，加入了斜坡补偿。但斜坡补偿的引入使得系统的带负载能力降低，通过设计自适应斜坡补偿电路优化了过补偿和不稳定问题，有效提高了系统的带负载能力。虽自适应斜坡补偿能给系统提供最优的补偿量，但不能完全消除斜坡补偿对带载能力的影响，通过改变箝位电压使得带载能力与斜坡补偿无关，使电源芯片在不同输入输出电压应用下，具有较宽的输出电流范围。

参考文献

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Design of A Large Load Peak Current Mode DC-DC Converter

LIYang

(SchoolofElectronicEngineering,XidianUniversity,Xi’an710071,China)

AbstractIn this paper, a large load output integrated converter is designed based on the technology of DC-DC converter. For the problem of the harmonic oscillation in the peak current mode control, the slope compensation circuit is introduced. An adaptive slope compensation circuit is designed to improve the load capacity. In order to eliminate the slope compensation effect on the load capacity, a dynamic clamping circuit is introduced, which improves the chip output current capability effectively.

KeywordsDC-DC converter; slope compensation; active clamp

收稿日期:2015- 11- 18

作者简介:李杨(1988-)，男，硕士研究生。研究方向：数模混合集成电路设计。

doi:10.16180/j.cnki.issn1007-7820.2016.07.037

中图分类号TN86

文献标识码A

文章编号1007-7820(2016)07-128-04