韩 力 ，卢 彬 ，2，罗张尧 ，3

（1.重庆大学 输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室，重庆 400044；2.成都南车电机有限公司 设计部，四川 成都 610051；3.国网重庆市电力公司 万州供电分公司，重庆 404000）

0 引言

定子双绕组感应发电机DWIG（Dual stator-Winding Induction Generator）作为一种新型交流发电机，克服了传统感应发电系统中励磁变换器容量大、谐波污染严重等问题，具有体积小、可靠性高、励磁无功连续可调、易于维护等优点，在独立电源［1-2］和风力发电［3-5］领域具有广阔的应用前景。

然而，DWIG的运行性能对控制策略的依赖性较高。采用适当的控制策略，才可充分发挥其性能。目前，应用于DWIG的控制策略有滞环电流控制［6-8］、改进的滞环电流控制［3，9］、直接功率控制［10-11］、基于空间电压矢量调制的PWM控制［12］、瞬时转差频率控制［13-15］等。虽然现有文献对DWIG的控制策略进行了广泛研究并取得了一系列成果，但其均是基于同一种控制策略对DWIG的稳压效果进行研究，而未有文献对DWIG在不同控制策略下的稳压效果进行对比。此外，DWIG的运行特性不仅反映了其在不同工况下的运行性能，而且可对其优化设计提供理论支撑。然而，目前仅有文献［16］基于电磁设计方法对DWIG的运行特性进行了分析，但该方法忽略了控制绕组所接逆变器的损耗，并假设存在理想的控制策略使DWIG控制绕组能提供纯无功功率，未考虑控制策略对DWIG运行特性的影响。为寻求一种理想的控制策略，充分发挥DWIG的运行性能，有必要对其在不同控制策略下的稳压效果与运行特性进行研究。

滞环电流控制策略HCCS（Hysteresis Current Control Strategy）结构简单，无需进行复杂的坐标变换，实现难度小。但对于三相三线制系统，三相电流之间存在关联性，导致其控制精度下降。对于直接功率控制策略DPCS（Direct Power Control Strategy）而言，瞬时功率计算准确与否、磁场定向准确与否以及开关表设计合理与否，均是关键难题，因此DPCS实现难度较大。但DPCS可削弱三相三线制系统三相之间的相互影响，且通过对开关表的优化设计可提高控制精度。基于空间电压矢量调制的PWM控制策略结构复杂，且需同时调节4个PI参数，系统调试难度较大，但可解决HCCS与DPCS开关频率不固定的问题，从而便于后级滤波器的设计。瞬时转差频率控制策略主要应用于DWIG带交流负载发电系统。

针对文献［11］基于两状态优化开关表的DPCS的不足，从提高控制精度与延长功率器件使用寿命的角度出发，本文提出基于三状态优化开关表的DPCS，即改进的直接功率控制策略IDPCS（Improved Direct Power Control Strategy）。此外，由于不同控制策略各有优缺点，而现有文献广泛采用HCCS对DWIG带整流桥负载发电系统进行稳压控制。因此，本文针对变速运行的DWIG带整流桥负载发电系统，对其在HCCS与IDPCS下的稳压效果进行对比分析，进而对其运行特性进行分析。

1 DWIG稳压控制策略

DWIG带整流桥负载发电系统如图1所示。

图1 DWIG系统框图Fig.1 Block diagram of DWIG system

本系统的控制目标为：在变速和变负载等不同运行工况下，保持DWIG功率绕组侧直流电压UpDC与控制绕组侧直流电压UcDC的稳定。但DWIG作为一种新型交流发电机，其稳压控制机理有别于传统交流发电机，为此有学者对其稳压控制机理进行了分析［7，11］，得到如图 2 所示的稳压控制机理框图。

图2 DWIG稳压控制机理Fig.2 Voltage stabilizing principle of DWIG

1.1 HCCS

由图2可见，在控制绕组磁链矢量ψc定向的情况下，通过对控制绕组电流α分量icα、β分量icβ的控制，可分别实现对UpDC与UcDC的控制。据此，有学者提出适用于DWIG系统的HCCS，基本思想为：将控制绕组三相电压、电流送入磁链观测器，得定向角θs；由式（1）进行两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换，得三相参考电流，并将其与三相电流实际值的差值送入两状态滞环比较器，得到静止励磁变换器 SEC（Static Excitation Converter）开关信号，从而实现对电流的跟踪控制，进而实现对UpDC与UcDC的控制。

由此可得HCCS框图，如图3所示。

图3 HCCS框图Fig.3 Block diagram of HCCS

1.2 IDPCS

由图2可见，在控制绕组磁链矢量ψc定向的情况下，通过对控制绕组无功功率qc、有功功率pc的控制，可分别实现对UpDC与UcDC的控制。据此，有学者提出适用于DWIG系统的DPCS，主要包括瞬时功率计算与优化开关表。

本文采用式（2）计算控制绕组侧瞬时功率：

其中分别为控制绕组侧瞬时有功功率、无功功率计算值；ω1为同步角频率；ψcα、ψcβ分别为控制绕组磁链α、β分量。

SEC共有8种开关状态，其中000与111对应零矢量，其余 6 种开关状态（001，011，010，110，100，101）对应非零矢量，即基本电压矢量。为减小输入电流谐波，将基本电压矢量形成的空间划分为12个扇区，见图4（a）。规定逆时针旋转方向为正，发电运行时，ψc滞后转子磁链矢量 ψr的角度为 θcr，见图 4（b）。

图4 基本电压矢量与磁链矢量Fig.4 Basic voltage vector chart and flux linkage vector chart

根据调节ψc的幅值即可调节系统无功功率、调节θcr的大小即可调节系统有功功率的原则，并结合两状态功率滞环比较器的输出与ψc所在扇区，设计了两状态优化开关表，如表1所示［11］。

表1 两状态优化开关表Table 1 Two-state optimal switching table

由于两状态功率滞环比较器的输出仅当参考值与实际值的差值大于滞环宽度时才改变，因此系统控制精度降低。此外，由表1可知，两状态优化开关表未使用零电压矢量，使SEC功率器件开关次数较多，导致其使用寿命缩短。针对上述问题，本文提出了基于三状态优化开关表的DPCS，即IDPCS。

定义为有功功率滞环的输出，Hp为有功滞环宽度。

dp=1表示有功功率参考值大于实际值下一控制周期应选择使有功功率快速增加的电压矢量；dp=0表示在允许的滞环宽度内，下一控制周期应选择使有功功率变化不明显的电压矢量；dp=-1表示小于下一控制周期应选择使有功功率快速减小的电压矢量。

定义为无功功率滞环的输出，Hq为无功滞环宽度。

dq=1表示无功功率参考值大于实际值下一控制周期应选择使无功功率快速增加的电压矢量；dq=0表示在允许的滞环宽度内，下一控制周期应选择使无功功率变化不明显的电压矢量；dq=-1表示小于下一控制周期应选择使无功功率快速减小的电压矢量。

根据上述思想，结合文献［11］开关表的设计原则，本文设计了三状态优化开关表，如表2所示。

表2 三状态优化开关表Table 2 Three-state optimal switching table

由此可得IDPCS框图，如图5所示。

图5 IDPCS框图Fig.5 Block diagram of IDPCS

2 DWIG模型验证

为了验证本文搭建的DWIG仿真模型正确性，根据文献［7］提供的DWIG参数，在相同的控制策略及仿真条件下，对DWIG系统进行仿真研究。即采用HCCS，针对DWIG带1%额定负载，在0～0.6s时段维持转速为4000 r/min，在0.6s时转速匀速提升至8000 r/min。仿真结果如图6、图7所示。

图6 建压及变速情况下直流电压Fig.6 DC voltage during voltage buildup and speed variation

图7 建压及变速情况下磁链Fig.7 Flux linkage during voltage buildup and speed variation

由图6可见，当DWIG系统在1%额定负载下，采用HCCS对其进行控制时，能实现建压，且在变速情况下，能维持两侧直流电压稳定在各自的给定值，本文仿真结果与文献［7］仿真结果变化规律一致。但由于文献［7］未给出相应的控制参数，而本文仿真采用的控制参数经调试所得，与文献［7］不同，从而导致系统建压所需时间及变速情况下稳定到给定值所需时间不同。由图7可见，本文磁链仿真结果与文献［7］仿真结果变化规律一致，且数值接近。同理，由于控制参数与文献［7］不同，从而导致动态时间不同。

由此可见，本文仿真结果与文献［7］仿真结果变化规律一致，且稳定运行时，数值差异较小，从而间接验证了本文搭建的DWIG仿真模型的正确性。

3 DWIG稳压控制效果对比分析

本文采用如下参数对DWIG进行仿真研究：功率绕组电阻Rp=0.28 Ω，控制绕组电阻Rc=0.47 Ω，转子绕组等效电阻Rr=0.17 Ω，功率绕组漏感Lpσ=1.4 mH，控制绕组漏感Lcσ=2.7 mH，转子绕组等效漏感Lrσ=3.6 mH，激磁电感Lm=64.5 mH，额定转速nN=1500 r/min，变速范围 1000～2000 r/min，额定功率PN=18.5 kW，励磁电容C=150 μF，功率绕组侧滤波电容 CL=2000 μF，控制绕组侧滤波电容 Cs=2000 μF/700 μF，UpDC给定值为 540 V，UcDC给定值为 700 V。

HCCS与IDPCS各有优缺点，为对两者的稳压控制效果进行对比分析，本文首先针对DWIG系统在建压及在转速变化、负载突变等运行工况下，分别采用HCCS与IDPCS时的动态稳压控制效果进行对比分析，进而对两者的静态稳压控制效果进行对比分析。

3.1 动态稳压控制效果对比分析

动态稳压效果是评价控制策略动态性能优劣的主要标准。调节时间ts与电压动态最大波动幅度Udmax是评价动态稳压效果的重要指标，两者分别表示系统运行工况变化时电压稳定到给定值所需时间与电压超出给定值的最大偏离量。

3.1.1 轻载建压

设维持DWIG转速为2000 r/min，对其带1%额定负载进行研究。采用先开环后闭环的方式，若UpDC低于120 V，则采用开环控制；否则切入闭环控制。仿真结果如图8所示。由图可见，无论采用HCCS还是IDPCS，DWIG系统均能实现轻载建压。此外，与IDPCS相比，采用HCCS可使DWIG两侧直流电压的Udmax更小。而在2种控制策略下，ts差异较小。

图8 轻载建压Fig.8 Voltage buildup with light load

3.1.2 转速变化

设DWIG带半载运行，在0～3 s转速为1 000 r/min，3 s时转速匀速增加 250 r/min，以后每隔 1 s转速匀速增加 250 r/min，直到 2000 r/min 为止。 仿真结果如图9所示。由图可见，无论采用HCCS还是IDPCS，在转速变化情况下，DWIG两侧直流电压经过短时振荡后均能稳定在各自的给定值。此外，与IDPCS相比，采用HCCS可使DWIG两侧直流电压的Udmax更小，ts更短，尤其是UcDC。另一方面，由于随转速升高，SEC开关信号变化频率增加，故无论采用何种控制策略，DWIG两侧直流电压的Udmax与ts均逐渐减小，即随转速升高，两者的动态稳压控制效果逐渐改善。

图9 转速变化时直流电压Fig.9 DC voltage during speed variation

3.1.3 负载突变

设维持转速为1500 r/min，对DWIG系统突加、突卸15%额定负载进行研究，仿真结果如图10所示。由图可见，无论采用HCCS还是IDPCS，在负载突变情况下，DWIG两侧直流电压经过短时振荡后均能稳定在各自的给定值。此外，与IDPCS相比，采用HCCS可使DWIG两侧直流电压的Udmax更小，ts更短，尤其是UcDC。另一方面，由于突加负载时，负载电阻RL减小，系统时间常数τ=RLCL减小，故无论采用何种控制策略，与突卸负载相比，突加负载时，DWIG两侧直流电压的ts更小。

图10 负载突变时直流电压Fig.10 DC voltage during sudden load change

综上所述，HCCS的动态稳压控制效果优于IDPCS，且随转速升高，两者的动态稳压控制效果均逐渐改善。

3.2 静态稳压控制效果对比分析

静态稳压效果是评价控制策略静态性能优劣的主要标准。电压静态最大波动幅度相对值σs是评价静态稳压效果的重要指标，本文定义其计算式为：

其中，Usmax为稳定时电压在给定值附近的最大偏离量；Uref为功率绕组侧或控制绕组侧电压给定值。

不同转速下，对DWIG系统满载稳定运行时的静态稳压效果进行研究，仿真结果如图11所示。

图11 满载稳定运行时电压波动Fig.11 Voltage fluctuation during steady-state operation with rated load

由图11可见，在转速一定的情况下，与IDPCS相比，采用HCCS可使DWIG两侧直流电压的波动更小，尤其是UcDC的波动。此外，随转速升高，系统频率增加，功率绕组侧所接不可控整流桥功率器件开关频率增加，故UpDC的波动逐渐减小。另一方面，随转速升高，控制绕组电流的性质由助磁变为去磁，其值先减小后增大，故UcDC的波动先减小后增大。

综上所述，HCCS的静态稳压控制效果优于IDPCS，且随转速升高，两者的静态稳压控制效果均有所改善。

4 DWIG运行特性分析

为了深入研究变速运行时DWIG的运行特性，在文献［16］研究结果的基础上，本文对其空载调节特性、负载调节特性及效率特性进行研究。

4.1 空载调节特性

空载运行时，DWIG系统功率绕组侧励磁电容产生的无功功率随转速升高而增加。为使DWIG在不同转速下顺利建压并维持稳定，需控制绕组侧所接SEC对系统功率进行实时调节。因此，有必要对DWIG的空载调节特性进行研究。本文定义DWIG的空载调节特性为：在空载稳定运行时，维持功率绕组额定电压不变，控制绕组电流Ic与转速n之间的关系，即 Ic=f（n）。

若控制绕组侧提供无功功率，即Ic为助磁性，则本文假设其值为正；若控制绕组侧吸收无功功率，即Ic为去磁性，则其值为负。仿真结果表明，DWIG的空载调节特性如图12所示。由图可见，无论采用HCCS还是IDPCS，DWIG空载调节特性的变化规律一致，即随转速升高，Ic的性质由助磁变为去磁，且数值接近。在空载稳定运行时，DWIG功率绕组电压不变，故功率绕组侧产生的无功功率正比于定子频率f1。在低速区，f1较小，功率绕组侧产生的无功功率小于系统所需无功功率，为保持电压稳定，需控制绕组侧补偿系统所需无功功率，故Ic为助磁性。在高速区，f1较大，功率绕组侧产生的无功功率大于系统所需无功功率，为保持电压稳定，需控制绕组侧吸收系统多余无功功率，故Ic为去磁性。

图12 空载调节特性Fig.12 No-load regulation characteristic

4.2 负载调节特性

保持DWIG转速一定，在不同负载运行工况下，为维持其两侧直流电压稳定，需控制绕组侧所接SEC对系统功率进行实时调节。因此，有必要研究DWIG的负载调节特性。本文定义DWIG的负载调节特性为：在转速一定时，维持功率绕组额定电压不变，控制绕组电流Ic与负载电流IL之间的关系，即Ic=f（IL）。

仿真结果表明，DWIG的负载调节特性如图13所示。由图可见，无论采用HCCS还是IDPCS，DWIG负载调节特性的变化规律一致，即在转速一定的情况下，Ic的助磁性随负载增加而增强；在负载一定的情况下，Ic的去磁性随转速升高而增强。此外，转速与负载一定时，在2种控制策略下，Ic的值接近。

图13 负载调节特性Fig.13 Load regulation characteristic

在转速一定的情况下，随负载增加，f1减小，则功率绕组侧产生的无功功率减小。为维持电压稳定，需控制绕组侧补偿系统所需无功功率，故Ic的助磁性增强。在负载大小一定的情况下，随转速升高，f1增加，则功率绕组侧产生的无功功率增加。为维持电压稳定，需控制绕组侧吸收系统多余无功功率，故Ic的去磁性增强。

4.3 效率特性

本文定义DWIG的效率特性为：在转速一定时，维持功率绕组额定电压不变，效率η与输出功率P2之间的关系，即η=f（P2）。在忽略机械损耗的情况下，DWIG的输入功率P1等于电磁功率，即电磁转矩Te与机械角速度Ω的乘积，而输出功率P2等于UpDC与IL的乘积。因此，效率η按式（6）计算。

仿真结果表明，DWIG效率特性如图14所示（P2为标幺值）。由图可见，无论采用HCCS还是IDPCS，DWIG效率特性的变化规律一致，即在转速一定时，DWIG效率随负载增加先增加后减小，在半载附近达最大值，其变化规律与文献［16］基于电磁设计方法所得效率特性一致，从而间接验证了本文仿真结果的正确性。 对比图 14（a）、图 14（b）可知，与 HCCS相比，在转速与负载一定的情况下，采用IDPCS时DWIG系统的效率更高，尤其在高速情况下。

图14 效率特性Fig.14 Efficiency characteristic

在不同控制策略下，转速及负载一定时，由图13可见，Ic近似相等。此外，功率绕组基波电流Ip及转子绕组基波电流Ir近似相等。由此可知，DWIG功率绕组、控制绕组及转子绕组基波铜耗近似相等。在忽略铁耗的情况下，影响DWIG系统效率的主要为谐波铜耗。由于在不同控制策略下，仅在高速运行时DWIG系统的效率差异较大，故下面对转速为2 000 r/min时的DWIG定子绕组电流进行FFT分析，结果如图15所示（P2为标幺值）。由图可见，与HCCS相比，采用IDPCS时定子电流谐波含量更小，则转子绕组中感应的谐波电流更小，即采用IDPCS可使DWIG谐波铜耗更小。由此可见，采用IDPCS时DWIG系统的效率更高。

图15 稳定运行时定子电流谐波含量Fig.15 THD of stator current during steady-state operation

5 结论

本文针对DWIG带整流桥负载发电系统在不同运行工况下，采用HCCS与IDPCS时的稳压控制效果与运行特性进行了详细分析，得到以下结论：

a.无论采用 HCCS还是IDPCS，DWIG系统均能实现轻载建压，且在转速变化、负载突变等工况下，均能维持UpDC在给定值540 V、UcDC在给定值700 V；

b.对DWIG系统进行控制时，HCCS的动态与静态稳压控制效果均优于IDPCS，且随转速升高，两者的稳压控制效果均逐渐改善；

c.无论采用HCCS还是IDPCS，DWIG系统的空载调节特性、负载调节特性及效率特性的变化规律一致；

d.在转速与负载一定的情况下，与HCCS相比，采用IDPCS时DWIG系统的效率更高，尤其在高速情况下。

鉴于研究条件的限制，目前尚未进行样机实测。今后的工作将争取获得样机测试数据进行对比，进一步验证仿真模型与计算结果的正确性。

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