朱子庚，韩海伦，董钦，刘向立（许继电源有限公司，河南许昌461000）



充电机电源开关管DS寄生振荡抑制的研究

朱子庚，韩海伦，董钦，刘向立
（许继电源有限公司，河南许昌461000）

摘要：全桥移相软开关变换电路在电动汽车充电电源中得到了广泛的应用，该电路拓扑滞后桥臂开关管实现零电压开关所必要的死区时间参数不匹配，开关管的DS电压会产生寄生振荡，影响变换器的稳定性。给出原边开关管死区时间设计原则，有效抑制整流管的寄生振荡，分析变换器工作原理，得出了实验波形。

关键词：死区时间；寄生振荡；零电压开关

电动汽车的出现加速充电行业的发展，目前直流充电机多采用移相全桥拓扑。移相全桥零电压开关变换器（PS-FB -ZVS-PWM converter）变压器利用率高、输入输出范围宽、EMI小等优点。当前诸多是在原边加谐振电感或利用主变压器的漏感来实现滞后桥臂零电压开关（ZVS），然而实现ZVS需要谐振电容、谐振电感、负载大小与死区时间的匹配，各部分参数匹配不合适，开关管漏源电压易出现高频振荡，降低了变换器的变换效率，增加了装置的EMI［1］。

这里给出电路拓扑，并将谐振电感、谐振电容与死区时间进行匹配。给出谐振电感、死区时间的设计方法，并设计一台5 kW的样机对电路进行验证。

1　移相全桥变换器电路

图1　移相全桥DC/DC变换器拓扑电路Fig.1 Phase-shifted full-bridge DC/DC converter circuit topology

图1示出移相全桥变换器拓扑电路，Q1，Q2， Q3，Q4为主开关管，D1，D2，D3，D4分别为主开关管Q1～Q4的寄生体二极管，C1，C2，C3，C4分别为主开关管Q1～Q4的寄生电容，Lr为谐振电感（包括主变压器原边漏感），此电感与开关管的结电容形成谐振，实现MOS管的ZVS。Tr为主变压器，Cb为原边隔直电容，DR1，DR2为全波整流二极管，Cr为副边无损吸收电容，D9、D10为无损吸收二极管，Lf为输出滤波电感。Q1，Q2构成超前桥臂，Q3，Q4构成滞后桥臂，每个桥臂2个开关管成180°互补导通，2个桥臂导通角相差1个相位，即移相角，调节移相角可以调节输出电压。

2　死区时间对开关管的影响

由于谐振电感和变压器原边漏感的存在，以及原边开关管上面具有寄生结电容COSS，这样谐振电感和变压器漏感与开关管上面的结电容形成谐振，随着流过的电流的大小不同，在设置谐振周期时可能存在不同，不同的谐振周期，在不同电流及不同的谐振点，开关管关断或开通时谐振电感上面的电流出现反相流动，这样会引起原边谐振电感与结电容上面过谐振，出现电压尖峰，这个电压尖峰带有很大的振铃，增加了开关管的损耗，严重影响开关管的使用寿命。

如图1所示，假设一时刻，开关管Q4关断，谐振电感Lr和电容C2、C4谐振工作，由于C4的存在，Q4上电压不会发生突变，Q4可实现零电压关断［2］。这时ip给C4充电，给C2放电，当C2上电压下降为0时，Q2上面体二极管D2自然导通，这时开通Q2，Q2实现零电压开通。uBA谐振上升，Q2上面电压下降，则：

从式（1）可以得出uBA(t)波形，t0为Q4关断时刻，t1为D2导通时刻，t2为D2关断时刻，t3为uBA(t)谐振下降到零时刻，图2中阴影部分ton为Q2开通时刻。

图2　滞后臂开通情况图Fig.2 Waveforms of the lag bridge arm opened

1）t0

2）t1

3）t2

4）ton> t3，Q2开通时，uBA已经下降到零，UC2= Uin，Q2硬开关开通。

由此可知，Q2只有在［t1，t2］时间段内开通才会实现ZVS，故［t1，t2］时间越长，越容易实现ZVS。

3　死区时间确定

3.1超前臂死区时间

关断的开关器件在其等效并联电容被充电到电源电压以前，C3，C4与Lr和Lf谐振，Lr和Lf的储能共同提供C3，C4充放电所需能量。由于输出负载电流参与谐振，且Lf≫Lr，即变压器初级电流对C3，C4恒流充放电，因此较易实现ZVS，其死区时间可以表示为

式中：td(lead)为超前桥臂死区时间；Coss为超前桥臂功率管的结电容，2倍的系数意味着上下两管结电容之和；ip为初级电流的峰值，等于副边电感电流折算到原边的数值再加上原边的激磁电流［4］。

3.2滞后臂死区时间

滞后臂实现ZVS的必要条件是存储在Lr中的能量足够抽走C2上的电荷，并将C4上的电压充电到Uin，即要满足：

由图2b分析得到，当t1

在实际工程应用中，滞后臂死区时间通常要取：td(lag)<π/2ω0。

4　实验验证

制作了一台5 kW的充电变换器样机，进行了实验验证。实验波形如图3所示。

图3　实验波形Fig.3 Experimental waveforms

变换器参数要求：输入电压DC 390～410 V；输出电压为DC 350～700 V，输出电流为7.5 A；主变压器变比为n=12∶30，谐振电感20 μH，开关频率50 kHz。

如图3a典型波形分析，滞后桥臂上下管td= 800 ns时，滞后桥臂的驱动Vgs波形及Vds电压波形，图3a圆圈内，当开关管导通时，Vds不等于零，开关管完全硬开关开通，原边电流波形出现了反向流动，给电容反向充电，实验波形与图2中分析一致，由于滞后桥臂未实现ZVS，开通与关断过程带来严重电压振荡。图3b给出了减小td到250 ns时的驱动Vgs波形及Vds波形，可以看出，减小死区时间，滞后桥臂开通与关断都实现了ZVS，振荡现象消失。

5　结论

本文讨论了移相全桥中死区时间对移相全桥滞后桥臂开关过程的影响，死区时间的设置对移相全桥开关管ZVS的实现有着直接的关系。本文给出了死区时间的设计原则，并通过实验验证了理论的正确性。合理的死区设置可以有效抑制开关管的电压尖峰，减小了开关损耗与EMI干扰，提高了变换器的效率与稳定性。

参考文献

［1］杨文铁，耿攀.死区时间对移相全桥电路ZVS实现的影响［J］.电力电子技术，2013，47（7）：20-21.

［2］刘福鑫，阮新波.加钳位二极管的零电压全桥变换器改进研究［J］.电力系统自动化，2004，28（17）：64-69.

［3］徐向华，张加胜.一种新型的移相式软开关全桥变换器［J］.电气传动，2014，44（8）：27-29.

［4］Xinbo Ruan，Senior Member. A Novel Zero-voltage-switching PWM Full Bridge Converter［J］. IEEE Transactions on Power Electronics，MARCH，2008，23（2）：793-799.

修改稿日期：2015-07-10

Study of Charger Power Supply Switch DS Parasitic Oscillation Suppression

ZHU Zigeng，HAN Hailun，DONG Qin，LIU Xiangli
（XJ Power Co.，Ltd.，Xuchang 461000，Henan，China）

Abstract:The phase-shifted full-bridge zero-voltage-switching（PS-FB-ZVS）PWM converter is widely used in electric vehicle charging converter. In this circuit topology，the dead-time parameters do not match to lagging leg switches′necessary to achieve zero-voltage switching. DS voltage of the switching will produce parasitic oscillation，Affect the stability of the converter. Primary side switch deadtime design principle was given，suppress parasitic oscillation of the rectifier effectively，the operation principle was analyzed，the experimental waveforms were also given at last.

Key words:dead-time；parasitic oscillation；zero-voltage-switching

收稿日期：2015-02-15

作者简介：朱子庚（1983-），男，硕士，工程师，Email：zzg.good@163.com

中图分类号：TM921

文献标识码：A