柳浩,李胜先

中国空间技术研究院西安分院,西安710000

含非谐振节点滤波器的耦合矩阵综合方法

柳浩,李胜先*

中国空间技术研究院西安分院,西安710000

基于非谐振节点理论,提出了一种改进的直接耦合矩阵综合方法。通过将非谐振节点看作谐振点,采用经典耦合矩阵综合方法得到耦合矩阵,再对矩阵作相似变换,使非谐振节点位置相对应的元素不含传输零点信息,并对其所在行列作比例变换,使其还原为非谐振节点,直接综合得到可用于设计含非谐振节点滤波器的耦合矩阵。这种综合方法简化了含非谐振节点滤波器的综合、拓扑重构和性能仿真,Matlab和HFSS仿真结果验证了这种综合方法的合理性和可行性。

滤波器;耦合矩阵;非谐振节点;谐振点;相似变换;传输零点

Key words:filter;coupling matrix;nonresonating node;resonating node;similarity transformation;transmission zero

广义切比雪夫滤波器广泛应用在各种微波系统中,如卫星通信系统、雷达系统等,在通过实现有限传输零点来提高选择性[1]方面,交叉耦合方法要实现N阶N个传输零点,需要源与负载的直接耦合,这样就限制了带通滤波器输入与输出间的隔离。另外,提取极点技术需要主通路上增加额外的相位,增加了滤波器的体积和质量。

为了消除以上两种方法固有的缺陷,2004年, Amari和Rosenberg首先提出了非谐振节点[2](Non-Resonating Node,NRN)的概念,可实现N阶N个传输零点而不需要源与负载的直接耦合。谐振器与非谐振节点的模块化设计特性也非常优越,通过级联产生传输零点的单元结构,使级联单元独立控制其相对应的零点。这种结构的滤波器便于设计和调试。

从非谐振节点的提出至今,关于含有非谐振节点滤波器综合方法的研究主要集中在电路网络综合[3]和耦合矩阵的优化[4]。结合非谐振节点理论,笔者对滤波器耦合矩阵的经典综合法[5]进行改进,提出了一种含非谐振节点滤波器的耦合矩阵综合方法,避免了设计时的反复调整,提高了效率。

1 经典耦合矩阵综合方法在含非谐振节点情况下的改进

谐振器与非谐振节点的等效电路如图1所示,B和BNRN分别为谐振点和非谐振点电抗。

图1 谐振节点和非谐振节点的等效电路Fig.1 Equivalent circuits of resonating node and non-resonating node

非谐振点NRN是一个接地频不变电抗,利用非谐振节点级联[6]产生传输零点的滤波器模块,可以独立维持每个模块各自的性能,常用的两种级联拓扑如图2所示。矩形和圆圈分别表示谐振节点和非谐振节点,图2(a)、(b)差别在于级联模块间非谐振节点的数量,但不影响滤波器的阶数,级联部分可分别由1/4波导波长和膜片实现[7]。

图2 四阶非谐振节点级联的两种拓扑Fig.2 Topologies of fourth-order filters cascaded by non-resonating node

包含谐振节点和非谐振节点的网络耦合矩阵形式的电路分析与经典耦合谐振滤波器综合式基本相同。导纳矩阵形式的网络分析[5]为

耦合网络中存在Nr个谐振点和Nnr个非谐振节点,都是通过变换器Jij相互耦合,J即为耦合矩阵,且谐振节点的电容值归一化,如图1(a)所示。向量V表示节点电压,激励源为电流源IT=[1 0 0…0 0]。这样一个结构中节点的总数为NL=Nr+Nnr+2,节点NS=1和节点NL分别为源和负载。源和负载也归为非谐振节点,终端电导归一化,终端导纳矩阵用G表示,且G为NL×NL的对角矩阵,除了GNS,NS=GNL,NL=1外,其他元素Gii=0。

含非谐振节点网络的不同之处在于频率变量矩阵ωW[6],对角矩阵W中WNS,NS=WNL,NL=0,且节点k若为谐振点,则Wkk=1;节点k若为非谐振节点,则Wkk=0。

取图2(a)中4阶的拓扑结构来说明综合过程,其回波损耗20 dB,4个有限传输零点j[2.4-2.4 3.6-3.6]。首先将非谐振节点3、4作为谐振节点,频率变量矩阵ωW中只有WNS,NS=WNL,NL=0。此时拓扑为N=6阶,依据经典N+2耦合矩阵综合方法,直接构建N+2横向耦合矩阵,然后经过一系列相似变换,可得到CQ结构对应的耦合矩阵M,见式(2)。

响应曲线如图3中虚线所示。

谐振单元3、4的自耦合M33=M44=0,且不包含两个传输零点信息,所以可以将3、4作非谐振节点,此时网络拓扑为图2(a),频率变量矩阵ωW中WNS,NS=WNL,NL=W33=W44=0,而W11=W22=W55=W66=1。

非谐振点有一个很好的特性[8-9],与非谐振点相连的变换器值的比例保持一定,则滤波响应保持不变。通过比例变换非谐振节点处的变换器值,可使非谐振节点间的变换器归一化,便于实际结构设计,即M34=M43=1,如式(3)所示,响应曲线如图3中实线所示。

对比图3中的响应曲线,含NRNS节点的4阶滤波器在过渡带衰减略慢于同拓扑网络下的6阶,即在源和负载无直接耦合的情况下,实现了4阶4个有限传输零点。

图3 图2(a)中拓扑对应的6阶(NRNS作RNS)和4阶耦合矩阵响应曲线对比Fig.3 Coupling matrix response of sixth-order and fourth-order topologies in Fig.2(a)

2 综合方法在波导滤波器中的设计应用

耦合矩阵综合结果式(3),取中心频率为12 GHz,带宽100 MHz,依据图2(a)中的网络拓扑,采用TM简并双模TM120和TM210的谐振腔结构作为谐振模块[10],1/4波长波导作为级联模块,建立两腔双模4阶滤波器模型,如图4所示。结构优化后HFSS全波仿真如图5所示。设计1/4波导波长时将耦合缝隙的负载效应考虑进去[11],有利于最终滤波器的整体优化。

图4 4阶TM双模滤波器结构Fig.4 Two-cavity fourth-order TM dual-mode filter

图5 4阶TM双模滤波器HFSS仿真响应Fig.5 HFSS simulation of fourth-order TM dual-mode filter

从图5可以看出,滤波器的中心频率和带宽基本都达到了要求,回波损耗-20 dB以下,带内出现了4个反射零点,阻带的两对传输零点的位置也基本与预期设计相符。

3 结束语

结合滤波器的直接耦合矩阵综合方法和非谐振节点理论,提出了一种含非谐振节点滤波器的耦合矩阵综合方法。这种方法根据非谐振节点的特性,以谐振节点看待,然后根据经典耦合矩阵综合方法综合,再对结果耦合矩阵中相对应的位置作相似变换以及对其所在行列作比例变换,使其还原为非谐振节点,与等效电路相符,最终的耦合矩阵便可用来指导设计所需滤波器。方法既保留了耦合矩阵原有的优点,又将非谐振节点的特殊情况考虑进去,极大地方便了含非谐振节点网络的滤波器的综合设计。将其应用于一款中心频率12 GHz、带宽100 MHz的TM双模波导带通滤波器中,经HFSS仿真,其实用性和有效性得到验证。在卫星有效载荷多工器的应用中,这种结构的滤波器在保证插入损耗低、功率容量大的前提下,能够有效减小信道滤波器的体积和质量。

References)

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(编辑:高珍)

Direct coupling matrix synthesis technique for filters with non-resonating nodes

LIU Hao,LI Shengxian*
ChinaAcademyofSpaceTechnology(Xi'an),Xi'an710000,China

An improved direct coupling matrix synthesis technique was presented based on the theory of nonresonating nodes.By treating nonresonating nodes as resonating nodes,the coupling matrix was obtained using the canonical synthesis.Then similar transform was conducted to the matrix so that the elements corresponding to the location of nonresonating nodes contain no information on transmission zeros.And proportional transform was conducted to the rows and columns of the elements,so the filter network included nonresonating nodes again. Then the matrix which may be used to design the filters with non-resonating nodes was obtained. The method simplifies the synthesis,reconfiguration and simulation of filters with nonresonating nodes.Simulation results in MATLAB and HFSS prove the synthesis technique reasonable and feasible.

TN713

:A

10.16708/j.cnki.1000-758X.2016.0023

2015-10-23;

:2015-12-11;录用日期:2016-02-24;< class="emphasis_bold">网络出版时间

时间:2016-04-19 15:31:20

http:∥www.cnki.net/kcms/detail/11.1859.V.20160419.1531.007.html

柳浩(1990-),男,硕士研究生,liu1990hao@126.com

*通讯作者:李胜先(1974-),男,研究员,博士生导师,lisx@aast504.com,主要研究方向为微波无源技术、卫星通信等

柳浩,李胜先.含非谐振节点滤波器的耦合矩阵综合方法[J].中国空间科学技术,2016,36(2):46-49.LIUH,LISX.Directcouplingmatrixsynthesistechniqueforfilterswithnon-resonatingnodes[J].ChineseSpaceScienceand Technology,2016,36(2):46-49(inChinese).

http:∥zgkj.cast.cn