郭 伽 段建东 孙 力 王志刚

（1.哈尔滨工业大学电磁驱动与控制研究所 哈尔滨 150001 2.中国石油集团济柴动力总厂 济南 250306）

0 引言

近年来，配电网的电能质量问题越来越受到重视。一方面是因为以电力电子设备为代表的非线性负荷在配电网中的比重不断上升，导致配电网中电压畸变越来越严重；另一方面则是更多负载对电网电压波动越来越敏感，对配电网供电质量提出了更高的要求。统一电能质量调节器由于具备同时治理电压谐波、电流谐波、无功电流、三相不平衡、电压跌落与闪变等多种电能质量问题的特点而广受关注。然而，传统统一电能质量调节器采用背靠背式双PWM 拓扑结构，具有开关器件多、结构复杂等缺点，限制了其应用领域的进一步扩展。

九开关变换器是近年来提出的一种用以替代传统背靠背式双PWM 变换器的新电路拓扑[1]，其电力电子器件使用量相比减少25%。自提出之日起，九开关变换器便得到了研究人员的关注，在不间断供电、电动车驱动和风力发电等领域获得了一定的应用[2]。

九开关变换器减少开关器件使用量的最主要代价是直流母线电压的升高。直流母线电压升高，不但对开关器件、直流电容等器件提出了更高的要求，而且增加了变换器的损耗。应用领域不同，九开关变换器直流电压增加程度区别很大。在电动车驱动、双电机控制等应用中，直流电压增加幅度较大，甚至可以达到传统拓扑方案的2 倍；而在不间断供电、风力发电等应用中，直流电压增加较小，该领域适合九开关变换器应用。

统一电能质量调节器是另一类九开关变换器的适用领域。由于电压跌落事件出现频率较低，在系统运行的绝大多数时间，直流电压为主要组成电流补偿单元的上侧变换器所独享；当配电网电压发生跌落时，组成电压补偿单元的下侧变换器所占用的直流电压份额大幅增加，以完成补偿工作。通过直流母线电压的动态分配，应用于统一电能质量调节器中的九开关变换器能够有效降低直流电压增加的需求。

本文通过对统一电能质量调节器工作的稳态分析，验证了九开关变换器方案的正确性与有效性。基于九开关变换器的统一电能质量调节器能够在减少开关器件数量的前提下，完成与传统方案相同的功能。本文对于降低统一电能质量调节器的成本，扩展其应用领域具有积极的意义。

1 九开关变换器的原理与调制策略

1.1 原理

分别基于传统电路和九开关变换器电路拓扑结构的统一电能质量调节器如图1 所示。九开关变换器由三个桥臂组成，每个桥臂包含三个串联的开关器件，如图1b 点划线框中所示。九开关变换器共有两组输出端口，与背靠背式双PWM 变换器相比，开关器件使用率减少25%。

图1 两种拓扑结构的统一电能质量调节器Fig.1 Unified power quality conditioner with two topologies

九开关变换器通过分时控制实现两路输出的独立控制。表1 为背靠背式变换器的开关状态，表2为九开关变换器的有效开关状态。九开关变换器每相桥臂3 个开关器件共有8 种开关状态，由于输出引脚不能悬浮、直流母线不能短路等原因，有效状态只有3 个。通过对以上3 个有效开关状态的分析，存在上侧输出电压永远不能小于下侧输出电压的约束。由此可见，九开关变换器的输出状态少于背靠背式变换器，部分输出状态无法实现。然而，这一问题可以通过适当的调制策略加以解决。

表1 背靠背式变换器的开关状态Tab.1 Switching states of back-to-back converter

表2 九开关变换器的有效开关状态Tab.2 Valid switching states of nine-switch converter

表1 中SA、SU分别表示图1a 中背靠背式双PWM变换电路A 相与U 相桥臂的开关状态，VAN、VUN为对应桥臂的输出电压。表2 中SA、SAU、SU分别表示图1b 中九开关变换电路左侧桥臂自上而下三个开关器件的开关状态，VAN、VUN分别表示该桥臂上、下端口的输出电压。

图2 为九开关变换器的工作原理[1,14]，其中，vref_1a、vref_1b分别表示九开关变换器A 相上、下端口调制信号；vc是载波信号；vAN、vBN分别是A 相上、下端口PWM 信号；Ts是开关周期。通过加入适当的直流偏置，上侧端口调制信号始终大于下侧端口调制信号，九开关变换器即可始终工作于表2所列工作状态的范围内。一个开关周期Ts内，在状态1 与状态2 中，SA处于恒导通模式，SAU与SU共同工作控制下侧端口输出期望的电压；在状态2 与状态3 中，SU处于恒导通模式，SA与SAU共同工作控制上侧端口输出期望的电压，故可认为中间组开关器件通过分时控制为上、下侧变换器所共用。

图2 九开关变换器的工作原理Fig.2 Operation principle of the nine-switch converter

1.2 调制策略

根据两个端口输出电压频率是否相同，调制模式可分为同频模式（Constant Frequency,CF）与异频模式（Diverse Frequency,DF）两类[2-5]。九开关变换器的调制策略示意图如图3 所示，其中，mU、mL分别为九开关变换器上、下端口输出电压的调制系数。只有变换器两端口输出电压频率始终相同时，CF 模式才是适用的；而DF 模式对两端口输出电压频率相同与否没有限制。与DF 模式相比，CF 模式具有更高的直流电压利用率。

图3 九开关变换器的调制策略示意图Fig.3 Schematic diagrams of the modulation strategies of the nine-switch converter

2 统一电能质量调节器原理

2.1 传统统一电能质量调节器

如图1a 所示，传统的统一电能质量调节器由串联补偿环节、并联补偿环节与直流储能环节三部分组成。

串联补偿环节由串联侧PWM 变换器和输出滤波器与串联变压器组成。串联补偿环节表现为受控电压源形式，用于补偿电网电压中的谐波成分，当电网电压发生跌落、瞬变或波动等故障时，维持负载电压幅值恒定[6,7]。

并联补偿环节由并联侧PWM 变换器和滤波器组成。并联补偿环节表现为受控电流源形式，补偿非线性负载电流中的谐波成分与无功成分，维持电网电流正弦且与电网电压同相。同时，并联补偿环节负责维持直流母线电压的稳定。

2.2 基于九开关变换器

基于九开关变换器的统一电能质量调节器拓扑结构如图1b 所示。开关器件SA、SB、SC、SAU、SBV、SCW组成电流补偿单元，开关器件SAU、SBV、SCW、SU、SV、SW组成电压补偿单元，L1、C1分别是电压补偿单元滤波电感与电容，L2是电流补偿单元滤波电感，Cdc为直流支撑电容。

与背靠背式双PWM 变换器相比，九开关变换器最大特点是因减少25%开关器件而带来的成本、体积与散热方面的优势。然而，从上文对九开关变换器原理的分析可以看到，由于自身拓扑结构的原因，调制信号需要引入直流偏置以满足约束，由此带来输出谐波与直流母线电压的增加。其中，直流母线电压的增加不但对电路中各元器件工作电压提出了更高要求，而且开关损耗的增加也对设备散热造成了不利的影响，该问题大大削弱了采用较少开关器件带来的各种优势，限制了九开关变换器的应用推广。

九开关变换器的直流电压增加程度因应用领域的不同而不尽相同。对于双电机驱动这类要求两端口输出电压频率不同的应用领域，直流电压增加最多，达到背靠背式变换器的2 倍。对于不间断电源而言，由于两端口输出电压频率与相位均相同，理论上不会增加直流电压。

统一电能质量调节器中九开关变换器的主要工作状态有两类，即正常与电压跌落。在正常工作状态时，电网电压幅值正常，电压补偿单元仅需要对谐波电压进行补偿，于是大部分直流电压可以分配给电流补偿单元用于无功电流与谐波电流的补偿。

图4 为统一电能质量调节器稳态等效电路。下面基于图4 分析电压跌落时电路的工作情况[8,9]。定义负载电压相量、负载电流相量，其计算式为

式中，Vm、Im分别为负载电压、负载电流的峰值；Lφ 为负载电流与电压的相位差。电网电压与负载电压同相，电网电压为

式中，k 为电网电压跌落程度。由式（1）～式（3）可以推导出补偿电压相量和电网电流相量，分别如式（4）、式（5）所示。在忽略电压补偿单元滤波器及串联变压器影响的前提下，可以推导出电压补偿单元输出功率 Psr，如式（6）所示。

图4 统一电能质量调节器稳态等效电路Fig.4 Steady-state equivalent circuit of the unified power quality conditioner

式中，Vsh为电流补偿单元变换器侧电压幅值；δ 为Vsh与负载电压相量间的相位差；为电流补偿单元变换器侧电压相量。根据 V˙sh、V˙L及滤波器感抗X，可以计算出电流补偿单元输出无功功率Qsh与吸收有功功率Psh分别为

理想情况下，统一下电能质量调节器不消耗有功功率，即 Psr=Psh，由此可推导出的幅值Vsh、相位δ 与电网电压跌落程度t 的关系为

根据式（10），随着电网电压跌落程度不断加深，Vshsin δ 逐渐减小，分析式（8）可知，为保证 Qsh不变，Vsh与δ 成反比。

综上分析可知，随着电网电压跌落程度加深，电压补偿单元变换器输出电压幅值不断增加，而并联补偿单元变换器输出电压幅值减小，即通过在两个输出端口间分配直流母线电压，可以有效降低系统所需总直流电压。

3 基于九开关变换器的统一电能质量调节器的控制策略

基于九开关变换器统一电能质量调节器的控制器设计与基于传统拓扑的方案没有区别。对于三相三线制系统，在调制信号中叠加的直流偏置并不会在实际的电感电流与电容电压中引入直流分量。本文采用基于PI 控制器经典的双闭环控制策略，电压补偿单元与电流补偿单元的控制策略原理如图 5所示。

由上文分析可知，九开关变换器通过分时控制方式实现两组输出的独立控制。当电压补偿端口工作时，开关器件SA、SB、SC处于恒导通模式，如图5a 所示；当电流补偿端口工作时，开关器件SU、SV、SW处于恒导通模式，如图5b 所示。

图5 控制策略原理Fig.5 Schematic diagrams of the control strategies

在电网电压未发生跌落时，直流电压在端口间的分配按照待补偿系统电能质量的分析与测量事先确定；当电网电压发生跌落后，按计算得到的串联补偿电压幅值与并联补偿输出电压幅值的比例关系确定。

4 仿真与实验

仿真模型及实验平台的电路结构如图1b 所示，两者采用相同的元器件参数[5]。供电电源基波相电压有效值为220V，频率为50Hz；负载额定相电压有效值为220V，串联变压器电压比为1∶1，上侧电流补偿单元滤波电感为10mH；下侧电压补偿单元滤波电感为4mH，滤波电容为4.7μF；直流电容电压给定为1 200V，电容为4 700μF。

4.1 仿真

基于九开关变换器的统一电能质量调节器的仿真波形如图6 所示。由于非线性负载的存在，图6a所示负载电流中包含大量谐波分量，调节器电流补偿单元通过输出谐波电流，成功地抑制了谐波电流向电网端的扩散。

图6 基于九开关变换器的统一电能质量调节器的仿真波形Fig.6 The simulation waveforms of the unified power quality conditioner based on the nine-switch converter

电网在0.2s 时发生跌落故障，电压幅值降至额定值的70%，负载电压、负载电流均以相同的幅度降低，如图6b 和图6c 所示。与此同时，补偿设备开始工作，其电压补偿端口开始输出补偿电压，如图6d 所示。0.25s 时，负载电压、负载电流已恢复至跌落事故发生前的水平。

4.2 实验

图7 为基于九开关变换器的统一电能质量调节器的实验波形，由图7a 和图7b 可以发现，电网电压中的谐波成分被电压补偿单元输出电压所抵消，负载电压保持正弦。由图7c 和图7d 可知，电流补偿单元输出谐波电流与无功电流抑制了负载电流中谐波成分与无功成分对电网电流的影响。由图 7e和图7f 可以看出电压补偿单元通过输出电压幅值的增加，补偿了电网电压跌落的部分，维持了负载电压的恒定。

图7 基于九开关变换器的统一电能质量调节器的实验波形Fig.7 The experimental waveforms of the unified power quality conditioner based on the nine-switch converter

5 结论

本文提出应用九开关变换器替换传统的背靠背式双PWM 变换器作为统一电能质量调节器的电路拓扑。九开关变换器具有开关器件使用量少、成本低、体积小等优势。首先在介绍九开关变换器工作原理的基础上，分析了输出电压约束与对应的调制策略；其次，通过电压跌落时电路的稳态分析，分析了电压补偿单元变换器输出电压与电流补偿单元变换器输出电压随电网电压跌落的变化规律，并揭示了可以根据需要在两端口间动态分配直流电压这一有利条件；然后，介绍了其电压补偿端口与电流补偿端口的控制策略；最后，通过仿真与实验，验证了基于九开关变换器的统一电能质量调节器能够获得与基于传统拓扑调节器相同的功能。九开关变换器的应用有效降低了统一电能质量调节器的制造成本，本文对统一电能质量调节器的推广应用具有积极的意义。

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