胡惠雄，陈 昊，吴 鹏

（上海海事大学 电气自动化系，上海 201306）

0 引 言

当前，资源短缺和环境污染成为阻碍人类发展的两个重大问题，为了解决能源问题必须研究与开发新能源。三相AC／DC双向变流器是当下的热点研究课题，与背靠背双向变流器相比，三相AC／DC双向变流器拓扑结构只是其一半，但是可以实现同样的功能，即能量的双向流动。三相AC／DC双向变流器由于其能够实现能量的双向传输，在电机控制、汽车电子、新能源发电等领域有广泛的应用。

1 三相AC／DC双向变流器的建模与工作状态分析

1.1 变流器的工作拓扑及数学建模

如图1所示，三相AC／DC双向变流器的原理是由一个三相PWM变换器实现能量的双向流动，通过控制内环电流使直轴电流参考反向实现能量的反向传输，而在直流侧由于有二极管的存在，使得电流不会反向流向直流源，避免损坏直流源。

根据PWM逆变器的数学模型，将三相静止坐标系下的系统模型作等电压变换得到低频数学模型为［1］：

图1 双向AC／DC变换器的拓扑结构图

将上述方程离散化，并以平均开关模型来表示三相AC／DC双向变流器，这样处理能够反映出系统在高频下的工作状态，此模型更加适合于后续的谐波分析，并使得仿真更贴近实际，所得到的仿真结果也更加能反映实际情况。以图1的系统模型为基础，建立系统在三相静止坐标系的数学模型如下：

其中sij（j＝a，b，c）为开关函数，根据桥臂开关组合的不同，变流器输出不同的电压，而根据三组排列组合，此变流器的开关模式可以确定为八种，开关函数sk定义为：

通过park和clark变换将三相静止坐标系转换到两相旋转坐标系，可得在dq坐标系下的数学模型为［2］：

1.2 变流器工作状态分析

三相AC／DC双向变流器既可以运行在整流状态，也可以运行在逆变状态，根据图1从整流工作模式入手分析三相变流器的有功无功交换［2］，其工作原理如图2所示。

图2 PWM变换器交流侧稳态矢量关系

2 三相AC／DC双向变换器的控制策略与改进

图3 传统内环解耦控制结构图

图4 改进内环解耦控制结构图

图4为改进后的解耦控制原理图，与上不同的是图中虚线箭头部分，在该控制中，内环解耦的反馈量直接为交直轴电流的参考值 ，可以得到变流器桥臂输出电压参考为：

当id、iq存在脉动时，id、iq可分别等效为：

由式（7）可知在传统控制方法中，由于Δud、Δuq中含有Δid、Δiq分量，使得入网电流波形质量变差，而改进后变流器桥臂输出电压参考不含电流脉动量，故而可以得出传统方法中电流脉动比改进控制方法的大，有功p、无功q脉动比改进后控制方法的大［7－8］。

3 实验与结果

3.1 功率流动的仿真与分析

为了充分说明理论分析的正确性，在第2节的基础上，搭建了相应的数学模型。这些数学模型是基于MATLAB中fun函数的，相比于模块化的仿真更接近实物控制，因为是在建立好的数学模型上搭建起来的。

表1 无MATLAB仿真参数

在等功率变换下，系统功率可以表示如下：

由式（8）可知，系统功率传输是跟交直轴电流相关的，并且当系统动态性能良好的时候，电流的变化直接反映功率的变化。图5是在0.1 s处给突变，可以看出，当d轴参考电流给定由10 A突变为－10 A时，三相AC／DC双线变流器交流侧的电流会在很短时间内反向，即变流器由逆变变为整流状态。由于内环控制的作用，可以看出实际的交流侧输出电流略低于10 A，这种误差是正常的，整个控制的性能也是好的。图5中（a）为A相电压波形，（b）为A相电流波形。

图5 有功电流由10 A突变为－10 A

图6反映的是电流变化时，网侧有功功率和无功功率的变化情况，从图中可以看出，0.1 s前三相AC／DC双向变流器是工作在逆变状态的，0.1 s后即工作在整流状态。并且变流器由输出1 200 W到电网转变为从电网吸收1 200 W的有功功率。网侧无功功率由吸收130 Var到输出130 Var，有很小的无功交换是由于仿真系统基于实际系统的数学模型建立，因而其功率因数近似为1，但是小于1，所以无功是存在的。可以从三相电流的变化看出控制器的动态和稳态性能，如图7所示。

图6 有功电流与有功功率的关系

图7 参考电流与实际输出电流的对比图

由图7中可以看出在阶跃处，系统反应非常快，快速的稳定下来，其过渡时间是很短的，由此可以说明这个模型的搭建是成功的，很好地反映了三相AC／DC双向变流器的能量双向流动性。

3.2 传统解耦控制实验结果与分析

图8（a）表示的是d轴电流参考值由5 A阶跃变化到10 A。图8（b）对应的是网侧三相电流波形图，可以看出在0.1 s时，当参考电流由5 A变化到10 A时，网侧三相电流很快就达到新的稳态，可以看出系统的动态性能是非常好的。并且在0.1 s前参考电流为5 A时、0.1 s后参考电流为10 A时网侧电流都是非常稳定的。

图8 传统解耦控制动态仿真三相电流实验波形

由图9和图10可以得出在突变前网侧电流稳定为5 A时，总的电流谐波畸变为0.44%，而突变后网侧电流稳定为10 A时，总的电流谐波畸变率为0.4%。可以得出当系统稳定电流比较大的时候由于基波分量的增大，使得总的电流谐波畸变率下降。

图9 0.1 s前网侧稳态电流的THD分析

图10 0.1 s后网侧稳态电流THD分析

3.3 改进解耦控制实验结果与分析

图11 改进解耦控制动态仿真三相电流实验波形

图11（a）表示改进解耦控制后d轴电流参考值由5 A阶跃变化到10 A。图（b）对应的是网侧三相电流波形图，可以看出在0.1 s时，当参考电流由5 A变化到10 A时，网侧三相电流很快就达到新的稳态，可以看出系统的动态性能是非常好的。并且在0.1 s前参考电流为5 A时、0.1 s后参考电流为10 A时网侧电流都是非常稳定的。

由图12和图13可以得出在突变前网侧电流稳定为5 A时，总的电流谐波畸变为0.2%，而突变后网侧电流稳定为10 A时，总的电流谐波畸变率为0.2%。对比图9和图12，图10和图13分析可知改进解耦控制后网侧电流总的谐波畸变率有很大的降低，这验证了前文的理论分析是正确可行的，也说明这种改进方案是奏效的。

图12 改进控制0.1 s前网侧稳态电流的THD分析

图13 改进控制0.1 s后网侧稳态电流THD分析

4 结 论

通过上述理论分析和实验结果可知，与传统内环解耦控制方法相比，改进型内环解耦比传统的内环解耦动态响应速度快，入网电流波形脉动小。改进解耦控制方法由于分量引入为电流的参考量，故变流器输出电压可以很快地反映参考电流的变化，也即是其动态性能明显高于传统的内环解耦控制。

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