单栋梁，王聪慧，孟凡提，刘向立

（许继电源有限公司，河南许昌461000）

传统的二极管整流使电网输入端电流严重畸变，产生大量的有害谐波。我国国家技术监督局颁布了GB/T14549—1993《电能质量公用电网谐波》，国际电工委员会（IEC）在1998 年制定了IEC61000—3—2标准。这些要求迫使交流输入电源必须采取措施降低高次谐波含量，提高功率因数。本文设计的一款大功率高电压充电机，前级采用双相交错式UCC28070 作为控制器件，实现功率因数校正，大大减少了电流谐波，提高了输入端的功率因数；后级采用全桥移相零电压开关变换器（PS-FB-ZVS-PWM converter），具有变压器利用率高、输入输出范围宽、EMI小等优点。传统的移相全桥利用原边变压器漏感或谐振电感和功率管的寄生电容或外接电容实现ZVS，存在副边整流管上有很高的尖峰电压。文献［3-4］分别提出了两种带钳位二极管的电路拓扑，都只分析了副边为全波整流的情况。本文中副边为全桥整流的高压大功率应用场合，采用一种原边带钳位二极管的缓冲电路形式，利用多管并联技术对其工作过程进行了详细论述，研制出输出电压700 V，输出电流22 A的新一代大功率智能充电机。

1 交错并联Boost PFC电路

交错式Boost PFC电路拓扑如图1所示，2路开关管的导通时刻相差二分之一个开关周期。工作时2路开关管的驱动信号占空比大小相等，2个功率减半的支路分别使用1个电感和1个开关管，电路工作时，开关管S1和S2以相位相差180°交互导通。这种结果的优点是输入电流纹波大幅减小，减小了输入EMI 滤波器的体积，有利于单装置功率密度的提升；功率器件的电流应力。控制芯片采用TI 公司的UCC28070，详细的芯片介绍及应用可以参考TI 官网关于此芯片的资料。图1中S1及S2分别为两单管功率器件并联使用，并联使用见文献［1，6］，Iin为输入侧的电流，IL1和IL2分别为电感L1和L2的电流波形，由于电感中的电流纹波电流相异，因此可以相互抵消，这样可以大大减小输入电流纹波。

图1 交错并联Boost PFC电路拓扑Fig.1 Interleaved parallel Boost PFC circuit topology

PFC滤波电感设计［2］，根据图1可得：

式中：K（D）为输入电流纹波ΔIin与电感电流纹波ΔIL1的比值和占空比D的函数关系；ΔIin为输入电流纹波；ΔIL1为电感电流纹波。最大占空比：

最大输入电流最大值为

设计指标中输入纹波电流为最大输入电流的5%，那么ΔIin=5%×Iin_max，每相电感电流纹波为

PFC滤波电感可按下式进行计算：

式中：fs为功率开关管频率。

2 原边带无损钳位二极管的移相全桥变换器电路［3-5］

图2为原边带无损钳位二极管的移相全桥变换器拓扑电路，此拓扑为变压器滞后型拓扑。图2 中Q1，Q2，Q3，Q4为主开关管，D1，D2，D3，D4分别为主开关管Q1—Q4的寄生体二极管，C1，C2，C3，C4分别为主开关管Q1—Q4的寄生电容，Lr为谐振电感（包括主变压器原边漏感），Tr为主变压器，Cb为原边隔直电容，D5，D6为原边钳位二极管，Cx为原边钳位泄能电容，DR1、DR2为全波整流二极管，Cr为副边无损吸收电容，D9，D10为无损吸收二极管，Lf为输出滤波电感。Q1，Q2构成超前桥臂，Q3，Q4构成滞后桥臂，每个桥臂2 个开关管成180°互补导通，2 个桥臂导通角相差1 个相位，即移相角，调节移相角可以调节输出电压。图3给出其工作波形图，具体模态不在此文做过多介绍。

图2 带钳位二极管的移相全桥DC/DC拓扑电路Fig.2 Phase-shifted full-bridge DC/DC converter circuit topology with clamping diodes

图3 变压器滞后型典型波形图Fig.3 Tr-lag type typical waveforms

2.1 ZVS零电压开关的实现

要实现功率管的零电压开关，首先要满足以下条件：1）要给关断的功率管寄生电容充电；2）要抽走即将开通功率管寄生结电容上的能量；3）要抽走即将关断整流二极管寄生结电容上的能量。

滞后桥臂实现ZVS 就要有能量将开通的Q2寄生电容C2上面的能量抽走，将关断的Q4寄生电容C4上面充满电荷，这部分能量由谐振电感提供，谐振电感相对于输出滤波电感折算到一次侧的电感较小。实现软开关就需满足下面的能量公式：

变压器滞后型谐振电感上面的谐振电流小，所以变压器滞后型的滞后桥臂实现ZVS 要略微困难，设计师要适当增加谐振电感的电感量。

2.2 副边占空比丢失

副边占空比的丢失是PS-ZVS-PWM 变换器中一个特有的现象。所谓副边占空比丢失，就是说副边的占空比小于原边的占空比，其差值就是副边占空比丢失Dloss，如图3 中t3—t6；t12—t15中所示的区域，如图中阴影部分所示。占空比丢失原因：存在原边电流在换向期间，原边不足以提供负载电流，副边整流桥的所有二极管导通，负载处于续流状态，其两端电压为零，这样就形成了占空比丢失的情况。

占空比的丢失原因分析及调试中修改谐振电感及隔直电容对其的影响，选择1 个折中的值通过仿真和实验证明：加入隔直电容可以减小占空比丢失，但同时减小了滞后臂ZVS 范围，增大了次级整流二极管的电压应力；谐振电感的增加可以增加滞后桥臂ZVS的实现范围，但却会增加副边二极管的应力，增加占空比的丢失。

2.3 钳位二极管设计

在工作模态t7—t8中，副边电压从0开始增加，副边电压则算到原边绕组上。副边绕组电流因反向恢复电流的减小而减小，同时原边电流也减小，因钳位二极管寄生电容的存在，C点电压无法突变为0，Ls上电流不足以提供负载所需，D6被迫续流导通，变压器原边电压被钳位在Vin，副边整流二极管电压也被钳位在2Vin/K，达到消除整流二极管关断时的电压震荡。

钳位二极管的电压应力为输入电压Vin，选取时应高于主开关管的电压。其电流由以下两部分组成。

1）当主变压器原边电流减小时，谐振电感电流因下管钳位二极管的导通而保持不变。副边整流二极管的反向恢复电流通过主变压器折射到原边。副边整流二极管与副边绕组形成环流。即：

式中：Irr为副边整流二极管的最大反向恢复电流，可通过整流二极管的导通电流IF和反向恢复电流的变化率-diF/dt 对应二极管的手册曲线得知。

2）由于钳位二极管结电容的存在，导致在开关管没有开通时谐振电感仍处于电流上升的过程，当钳位二极管的下管完全导通时，该钳位二极管结电容上的能量将全部转化为谐振电感的电流

式中：CD为钳位二极管的寄生结电容，可以通过手册查询。

3 参数设计

制作了一台5 kW的充电变换器样机，进行了实验验证。变换器参数要求：输入电压DC 390～410 V；输出电压为DC 350～700 V，输出电流为7 A；主变压器变比为K=12∶30；测试仪器使用为：数字示波器MSO4034；功率测试仪PM3000A；数字万用表Agilent34401A；罗氏线圈CWT60B。

实际制作了一台5 kW 的移相全桥变换器充电机，图4 中给出了样机实验波形，图4 为前级PFC 的试验波形；图5 为后级DC/DC 的试验波形；图6为整机的效率测试曲线。

图4 前级PFC电流波形Fig.4 PFC test waveforms

图5 DC/DC的试验波形Fig.5 DC/DC test wavefoms

图4a为整机满载时输入侧的电压电流波形，从中可以看出输入侧的功率因数较高，仪器测试功率因数为0.993，电流THD 为4.2%；图4b 为不带PFC整流模块电流波形，仪器测试功率因数为0.93，电流THD 为28%；图4c 为两支路电流IL1和IL2及Iin的电流波形；其中IL1+IL2=Iin。图5a为原边钳位二极管D5的电压应力波形；图5b 为未加钳位二极管时的整流管电压应力，由波形可以看出，由于原边钳位电路的设计，副边整流管应力及反向恢复引起的高频振荡得到了有效抑制，为管子选型提供了便利；图5c为滞后桥臂功率的开通及关断的ZVS实现，其中3 通道为功率管电压应力，4 通道为功率管驱动波形，由于MOS 管在关断时不存在拖尾电流现象，所以驱动波形没有负电平，其变化范围在0～13 V之间，可以看出在开关管开通之前，Vds为0 V，即开关管实现了零电压开通，在开关管关断时Vds为0 V，即开关管实现了零电压关断；图5d 为整机测试时的DC/DC部分波形，其中1通道为功率管驱动波形，2通道为原边电流波形，3 通道为变压器原边电压波形，4 通道为钳位二极管D5的电压应力波形，各波形和理论值相一致。

图6 为在额定电压输出700 V 时，对整机在不同负载情况下进行了详细的测试，得到的整机效率曲线。从图6 中可以看出，智能充电机的效率大都在95%以上，从节能及散热方面看都是相当可观的，也为高功率密度的设计提供了有利支持。以上试验结果表明该产品的设计及整机方案的正确性，性价比较高。

图6 整机效率曲线Fig.6 The machine efficiency curve

4 结论

本文讨论了一种前级为交错并联的Boost-PFC电路，后级为原边带钳位二极管的ZVS全桥充电机变换器拓扑形式。在传统的ZVS移相全桥变换器的变压器原边电路中增加2个钳位二极管，并对其作优化，不但保留传统ZVS的优点，还有效地抑制了副边整流二极管的电压振荡及尖峰，提高了系统变换效率。该款充电机具有结构紧凑、性价比高、有独立风道等优点。在乘用车充电设备及公交充电设备广泛应用，运行稳定，事故率较低，得到了用户好评，具有很强的市场竞争力。

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