罗进，汪敏

(江苏先特能源装备有限公司，江苏南京210016)

DC 110 V/AC 220 V单相逆变器的研制

罗进，汪敏

(江苏先特能源装备有限公司，江苏南京210016)

针对电压单环SPWM单相逆变器在非线性负载条件下的响应较慢，以及在大功率条件下开关频率不宜过高等问题，采用电压外环、电流内环的控制算法，结合单极性倍频SPWM调制方式，使逆变器动态响应明显提高，并且利用较低开关频率，得到畸变率低的输出电压波形。基于DSP数字技术，对电源系统实现前级Boost方式的DC/DC变换、后级SPWM方式的DC/AC逆变。研制了一台10 kW的车载单相逆变器工程样机，实验结果表明，整个控制系统稳定可靠，电气性能满足技术要求。

单相逆变器；正弦波脉宽调制；倍频；双环控制

高质量的单相逆变电源中全桥架构是非常重要的架构，全桥逆变控制方式主要分为双极性控制方式和单极性控制方式[1]。双极性控制是对角的一对开关为同步开关，桥臂上下管之间除死区时间外为互补开关，控制相对简单，但是存在开关损耗高、开关谐波含量高、电磁干扰大、直流分量大等缺点，采用单极性控制可以很好地解决这些问题。因此本文采用Boost电路对供电电源进行DC/DC变换后，再采用基于单极性倍频的SPWM调制的方法，使逆变电源系统在较低的开关频率下，得到很好的输出波形，达到指标要求。

1 主电路拓扑结构

整个单相逆变电源系统拓扑结构如图1所示，前级采用Boost升压电路将DC 110 V电源升到DC 340 V。为了防止电容充电电流过大，采用电阻R1给电容C1充电限流，当电容电压基本达到电源电压时，吸合开关K2，使R1短路，减少电路损耗。由L、S、D、C2组成基本的Boost电路，R2为C2提供放电回路，也充当Boost电路输出的小负载，为了减小系统的功率损耗，R2取值15 kΩ。后级采用的是全桥逆变方式，滤波电路采用LCL滤波输出。

图1 逆变电源系统拓扑结构

2 单极性倍频SPWM调制方式

常用的SPMW波调制中，开关频率和输出脉冲频率是相等的。但是在大功率条件下，开关频率过高会导致开关损耗增大，开关管发热严重；大容量开关器件高速通断，会产生很高的电压尖峰，有可能造成开关管或其他元件被击穿。但是，开关频率降低会使输出波形中含量变高，不能满足最终指标要求。为了提高输出波形质量，通常的做法是加大主电路后端LC滤波器参数，但是加大LC滤波器参数会使逆变器体积变大、成本增加，所以就出现了单极性倍频SPWM调制方式[2-3]。

单极性倍频SPWM调制方式采用如图2所示的单极性调制方法，图中两调制波是相差180°的正弦波，它们与三角载波比较生成的驱动信号控制上桥臂开关管，取互补信号驱动下桥臂开关管。由于IGBT关断需一定的过渡过程，因此实际驱动中上、下桥臂的驱动信号存在一定的死区时间。图中高频逆变器输出高频脉宽电压为ab，经LC低通滤波器滤波后输出220 V正弦交流电。由ab可以看出一个载波周期内有2次状态转变，所以其频率是开关管频率的两倍。

图2 单极性倍频SPWM调制原理

3 电源控制系统设计

3.1 控制系统算法设计

本系统采用DSP控制芯片对逆变器进行控制。前级通过电压闭环调节Boost变换器占空比达到直流稳压，后级通过SPWM调制以及输出电压环和电感电流环的双环控制[4]，既能保证系统输出电压的稳态精度，又能保证在瞬变负载条件下有更好的动态特性。前级Boost变换器稳压控制框图如图3所示，图中DSP采样得到的电压反馈信号与设定电压进行比较，根据误差信号进行PI调节，PI调节器输出信号由DSP内部脉冲生成单元与三角载波比较产生PWM驱动信号，通过不断调节Boost变换器中开关管占空比，实现稳压功能。

图3 Boost变换器稳压控制框图

逆变电源一般采用SPWM技术，这种技术在传统上采用平均值电压反馈，在线性负载条件下，显示出良好的性能。但对非线性负载引起的冲击响应较慢，而且控制环节增多使稳定性设计产生困难。虽然可用瞬时值电压反馈的SPWM技术来解决，但此种技术仍属于周波内响应，非线性负载的冲击响应仍然很慢。由于逆变电源输出滤波器对系统的模型影响很大，输入电压的波动幅值和负载的性质、大小的变化范围往往比较大，这些都增加了控制对象的复杂性，使得控制对象模型的高阶性、不确定性、非线性显著增加。近几年采用电流模式的SPWM控制技术，基本上能解决非线性负载响应很慢的缺点，使逆变电源性能不断提高。本系统中前级DC/DC变换采用电压单环控制，实现Boost输出电压的稳定；后级DC/AC逆变采用电压瞬时值环和电流瞬时值环的双环控制，双环控制方案的电流内环增大了逆变器控制系统的带宽，使得逆变器动态响应加快，对非线性负载扰动的适应能力加强，输出电压的谐波含量减小。逆变器的双环控制一般分两类：一类是以滤波电容电流为内环被控量的电容电流内环电压外环控制，一类是以滤波电感电流为内环被控量的电感电流内环电压外环控制。因为在电容电流内环电压外环控制系统中增加电流限幅环节，只能限制电容电流大小，负载电流和电感电流完全不受其约束，因而不能通过限流实施对逆变电源的保护。因此本系统采用电感电流为内环被控量，其控制结构如图4所示。负载电流0作为逆变器的外部扰动信号，处在电感电流内环环路之外，即内环路对负载扰动毫无作用。电感电流负反馈有一种维持电感电流幅值不变的趋势，系统加上负载时，维持电感电流恒定的结果只能是任由负载从滤波电容中汲取电流，从而使电容电压大幅降低。

图4 电感电流内环电压外环控制系统方框图

在Matlab/Simulink中，逆变系统结构如图5所示，仿真系统中采用电压外环PI调节和电流内环P调节的双环控制方式，在突加与突减负载情况下得到的仿真结果如图6所示。由仿真结果可以看出系统的动态响应很快，输出电压波形能很快恢复到正常状态。

图5 逆变系统仿真结构

图6 仿真波形

3.2 控制系统采样电路的硬件设计

图7 信号调理电路

整个系统的电压、电流信号的采集都是通过霍尔传感器将输入电压、输出电压与输出电流信号转换为小电流信号，通过如图7所示的调理电路直接连接到DSP的AD采样端口。调理电路原理：信号经过小电感L1加在R1上，从而使电流小信号转换为电压信号，小电感起防干扰作用；之后经过电压跟随器，其主要是起隔离和增强驱动能力的作用；最后经过一个二阶低通滤波器输出给DSP的AD引脚。由于DSP的AD转换信号在0～3 V之间，因此加了二极管起限幅作用，控制输入电压在3 V以内。二阶低通滤波器的传递函数为：

3.3 控制系统的软件设计

在以TMS320F28335为主控芯片的控制板上实现整个电源的系统控制，包括Boost升压、SPWM逆变、Boost输出过欠压保护、系统输入过欠压保护、系统输出过欠压保护、输出限流、传感器失效保护、LED故障指示、与上位机通信等。整个系统的主程序流程如图8所示，中断程序流程如图9所示。采用DSP的SCI外设与PC机进行实时通信，实现了上位机对整个系统运行状态的实时监测以及一些参数的在线修改。

图8 主程序流程

图9 中断程序流程

4 系统的实验结果与分析

本文设计了一台10 kW的工程样机，实验参数为：直流输入电压77～143 V；额定输出功率10 kW；Boost斩波频率10 kHz；Boost升压电感2.3 mH；Boost输出滤波电容6 800μF；逆变频率10 kHz；输出滤波电感总值为2 mH，滤波电容为50 μF。

图10为滤波之前的单极性SPWM波，图11为滤波后输出的正弦波，由图可以看出在较低的开关频率下，输出波形比较平滑，畸变率小，从而有效地减小了功率管的开关损耗，降低了电磁干扰。图12为正常加减10 kW负载时的波形图，由图可知输出电压波动比较小，系统调节速度也比较快，经过几个周期的调节时间主要是前级Boost输出电压环所影响。在调试中得出，如果前级Boost闭环调节太快，则在大负载情况下，输入电流波动很明显；如果调节太慢，则在切载的情况下，输出电压波动较大。因此选择一个适中参数，保证输入电流在小范围内波动，切满载时电压波动不超过10 V。

图10 逆变输出波形

图11 输出正弦波形

图12 输出电压的实际波形

5 结论

本文为解决电压单环调节在非线性负载下响应慢和在大功率条件下开关管的开关频率不能过高等问题，将单极性倍频SPWM波调制方式与电压外环、电流内环的双闭环控制结合起来进行仿真研究，并设计了一台单相逆变器工程样机。实验结果表明，这种方法应用在中大功率逆变电源中效果较好，系统响应速度快，输出波形达到较高指标。

[1]丁道宏.电力电子技术[M].北京：北京航空工业出版社，1999.

[2]易小强，裴雪军，侯婷，等.基于DSP组合式三相逆变电源单极倍频SPWM研究[J].电力电子技术，2007，41(6)：77-79.

[3]孙继健，肖岚.基于单极性SPWM控制的并网逆变器的研究[J].电力电子技术，2011，45(1)：71-73.

[4]朱承邦，李乐，王晓鹏.基于SPWM控制的电压电流双环逆变器建模及其仿真[J].中国船舶研究，2009，4(5)：54-58.

Vehicle-mounted single-phase inverter with DC 110 V/AC 220 V

LUO Jin,WANG Min

The problems of slow response of non-linear load in the single-phase inverter using voltage closed-loop SPWM and the lower switching-frequencyunder the condition of high power were considered.The control algorithm based on the outer voltage loop and the inner current loop was adopted,which improved the dynamic response of the inverter distinctly.Further,combining the unipolar frequency doubling SPWM modulation and the lower switching frequency,output voltage waveforms with lower distortion was got.Based on the DSP digital-tech,the DCDC conversion using Boost model was applied to the preceding stage of the whole power system,and the backward stage was used the SPWM DCAC inversion.At last,a type of vehicle-mounted single-phase inverter with 10 kW was designed.The experimental results show that the control system is steady and reliability,and the technology needs can be satisfied by its electricity performance.

single-phase inverter;sinusoidal pulse width modulation;frequency doubling;double loop control

TM 464

A

1002-087 X(2015)03-0583-03

2014-10-16

罗进(1984—)，男，湖南省人，硕士，主要研究方向为电力电子技术。