曹太强 刘 威 郭筱瑛 陈章勇 王 军 孙 章 游 芳 罗 谦

双耦合电感二次型高升压增益DC-DC变换器

曹太强1刘 威1郭筱瑛2陈章勇3王 军1孙 章1游 芳1罗 谦4

（1. 西华大学电气与电子信息学院 成都 610039 2. 攀枝花学院电气信息工程学院 攀枝花 617000 3. 西南交通大学电气工程学院 成都 610031 4. 中国民用航空局第二研究所信息技术分公司 成都 610041）

提出一种双耦合电感单开关二次型高增益变换器。在传统单开关二次型 Boost变换器拓扑的基础上，在前级 Boost电路单元引入耦合电感，输出端叠加以提升变换器的升压增益特性；同时，通过在后级 Boost电路单元引入耦合电感，进一步减小开关管的电压应力。此外，采用无源无损吸收电路抑制了开关管两端的电压尖峰，从而可选取低导通电阻、低电压等级的MOSFET以降低开关管的导通损耗，提高了变换器的效率。文中详细分析了变换器的工作原理及工作特性，最后通过搭建一台200W、18V/200V的实验样机，验证了理论分析的正确性。

新能源 二次型Boost变换器 耦合电感 高升压增益 无源无损吸收电路

1 引言

近年来清洁能源的开发越来越受到人们的关注。而光伏、燃料电池等新能源系统具有低输出电压特性，因此，具有高升压增益的前级 DC-DC变换器成为功率调节系统[1-3]的重要组成部分。传统具有升压增益特性的 Boost换器拓扑，受电路寄生参数的限制，升压增益特性受限[4]。另外，在满足高升压增益的需求下，传统 Boost变换器工作于极限占空比，开关管和输出二极管的电流纹波较大，导致开关管的开关损耗和二极管反向恢复损耗增大，变换器效率较低。此外，Boost变换器开关管电压200W、20 V/200 V的实验样机，验证了理论分析的正确性。

应力钳位在输出电压，且工作于极限占空比时变换器的动态调节范围也受限。通过有效调节变压器变比，隔离型或耦合电感变换器可获得高升压增益特性，变压器漏感却在开关管两端带来较为严重的电压尖峰，从而需要增加额外的辅助吸收电路[5-7]抑制电压尖峰和回收漏感能量。为了进一步减小功率调节系统的成本和提升变换器的效率，非隔离高增益变换器拓扑受到国内外研究者的广泛关注[8-23]。

为了获得变换器的高升压增益特性，避免工作于极限占空比，目前国内外研究学者提出了基于二极管和电容的电压举升单元、开关电容（Switch Capacitor, SC）[8-11]或电压乘法单元（Voltage Multiplier Cell, VMC）[12]、开关电感单元[10,13]的高升压增益变换器。然而，升压增益越高，需要采用的级联单元越多，增加了变换器的成本和电路复杂度。将变换器的输出端串联得到的变换器拓扑[14]提升了变换器的增益特性，但电路较为复杂。通过将传统 Boost变换器级联，得到的级联变换器[15]体现的增益特性为传统 Boost变换器输入输出电压传输比的平方，却采用了两个开关管，增加了电路拓扑的控制复杂度。文献[16]提出的二次型变换器，仅使用一个开关管实现了变换器的高增益特性，但开关管电压应力钳位在输出电压，在高输出电压场合，高电压等级的 MOSFET导致变换器的成本较高且导通损耗较大，降低了变换器的效率。在二次型Boost变换器拓扑的基础上，引入电压举升单元或乘法器单元[17-21]，虽然扩展了变换器的增益特性，但提升的增益有限。由文献[22]可知，采用耦合电感技术可减小变换器开关管的电压应力。基于此思路，文献[23]在二次型Boost变换器拓扑的后级电路单元引入耦合电感，将耦合电感二次侧与二次型Boost变换器的输出电容叠加，提升了变换器的增益，减小了开关管的电压应力。

基于以上研究，本文提出了如图 1a所示的双耦合电感高升压变换器拓扑，在二次型 Boost变换器前级引入耦合电感 Flyback单元，且输出端与二次型变换器的输出电容叠加以提高变换器的增益特性。同时，在后级 Boost变换器引入耦合电感单元，进一步减小开关管的电压应力，采用由二极管和电容组成的无源无损吸收电路抑制开关管两端的电压尖峰，回收了漏感能量，进而可选取低导通电阻、低电压等级的MOSFET以减小变换器的成本且提高了变换器的效率。文中详细分析了该变换器工作原理及其工作特性。最后，通过搭建一台

2 工作原理分析

2.1 电路拓扑

图1a为双耦合电感二次型Boost高增益变换器拓扑，图 1b为等效电路。其中，耦合电感 T1、T2分别由漏感 Ls1和Ls2、励磁电感 Lm1和 Lm2、匝比为np1: ns1和 np2: ns2的理想变压器构成，n1=ns1/np1，n2=ns2/np2。二极管 VDc和电容 Cc组成无源无损吸收电路，在主开关管 S1关断后，漏感 Ls2通过二极管VDc向吸收电容 Cc释放能量，而漏感 Ls1通过二极管 VD1向吸收电容C1释放能量。VDo1、VDo2为输出二极管，C1为中间储能电容，Co1、Co2为输出滤波电容，Ro为负载电阻。为简化分析，假设

（1）除反并联二极管 VDs1与寄生电容Cs1外，开关管S1和二极管是理想器件。

（2）电容C1、Cc、Co1、Co2上的电压保持恒定。

图1 双耦合电感二次型Boost高增益变换器Fig.1 High voltage gain two-coupled-inductor-based quadratic Boost converter

2.2 工作模态分析

如图2所示为变换器的关键工作波形，在一个开关周期内，变换器存在如图3所示的4种工作模态。在开关周期开始之前，电感电流 im1、im2大于零，输出二极管VDo1、VDo2导通。

模态 1[t0～t1]：t0时刻，驱动脉冲信号 Vgs1加在开关管S1两端，开关管S1导通，二极管VD1、VDo1关断，二极管 VD2导通，励磁电感电流 im2线性上升。输出二极管 VDo2导通，im1线性下降，在开关管 S1导通时，漏感电流即输入电流迅速上升，输出二极管电流iVDo2下降到零，当输入电流等于励磁电感电流im1时，二极管VDo2实现零电流关断，此工作模态结束。在此阶段，励磁电感电流 im1、im2可表示为

图2 变换器的主要工作波形Fig.2 Typical waveforms of the proposed converter

图3 工作模态等效电路Fig.3 Equivalent circuit of the proposed converter

模态 2[t1～t2]：t1时刻，输入电流等于励磁电感电流im1，二极管VDo2电流下降到零，VDo2实现零电流关断。此时，励磁电感Lm1、Lm2两端电压分别为Vin和 VC1，电感电流 im1、im2线性上升。输出电容Co1、Co2串联向负载放电。

模态 3[t2～t3]：t2时刻，开关管 S1关断，二极管 VD2关断，为提供漏感电流 iS1的续流通路，二极管VD1导通，中间电容C1充电。吸收二极管VDc导通，漏感电流 iLs向电容 Cc释放，同时为提供励磁电感 Lm1、Lm2的续流路径，输出二极管 VDo1、VDo2导通，励磁电感电流im1、im2线性下降

当漏感Ls2的能量释放完毕，此工作模态结束。

模态 4[t3～t4]：t3时刻，漏感电流iLs下降到零，二极管 VDc实现零电流关断，二极管 VDo1、VDo2继续导通，励磁电感电流 im1、im2继续线性下降。电容Cc通过输出二极管 VDo1向负载传递能量，输出滤波电容 Co1、Co2充电，直到下一个开关周期驱动脉冲的到来。

2.3 增益特性分析

由于模态2的工作时间较短，在进行稳态分析时，忽略其影响。在开关管S1导通阶段，加在励磁电感Lm1、Lm2两端的电压可表示为

式中，D 为开关管占空比，Ts为开关周期，参数k1=Lm1/(Lm1+Ls1)，k2=Lm2/(Lm2+Ls2)。

在开关管S1关断阶段，输出电容电压可表示为

由模态3和模态4的分析可知

联立式（7）～式（12），求解可得变换器的输出电压 Vo1、Vo2，吸收电容电压 VCc，中间储能电容电压VC1分别为

由此可得，变换器的增益特性

理想情况下，认为变压器T1、T2漏感远远小于励磁电感，可近似取参数k1=k2=1，由此可得变换器的增益为

图 4绘制了在参数k1、k2不变耦合电感变比改变时变换器随占空比变化的增益特性曲线。图5给出了参数 k1、k2变化耦合电感不变时变换器随占空比变化的增益特性曲线。由此可知，有效调节耦合电感变比，可实现变换器的高增益特性，同时，变压器漏感增大，即耦合电感系数k1、k2减小，变换器的增益也随之减小。图 6给出了对已有文献[18, 23]的高增益变换器拓扑增益对比曲线，其中，文献[23]所提出的变换器变比参数选取 n=3，本文所提出的变换器的变比参数n1=1，n2=3，k1=k2=1。由图6可知，本文所提出的变换器与已有文献的变换器进行比较，具有更高的增益，从而可进一步避免极限占空比的出现，以提高变换器的效率。

图4 耦合电感变比变化时变换器的增益对比曲线Fig.4 Gain curves of the proposed converter with different values of turns ratio but the same coupling coeff i cient

图5 漏感系数变化时变换器的增益对比曲线Fig.5 Gain curves of the proposed converter with different values of coupling coeff i cient but the same turns ratio

图6 变换器的增益对比曲线Fig.6 Comparison of voltage gain versus duty cycle for four types of converters

2.4 励磁电感 Lm1的临界条件

由文献[24]的分析可知，二次型变换器工作于CCM-CCM时，可减小开关器件的纹波，以简化输入滤波器的设计。对于励磁电感 Lm1，工作于连续导电模式需满足的条件为

式中，Im1和Δim1分别为励磁电感Lm1的电流平均值和电流纹波。

由 2.2节变换器的工作模态分析可知，假设输出功率等于输入功率，即VoIo=VinIin，其中，Iin为输入电流平均值，因此，Im1可表示为

励磁电感电流纹波值Δim1可表示为

式中，Im2和Δim2分别为励磁电感Lm2的电流平均值和电流纹波。

由此可得出励磁电感 Lm1的临界条件2Im1＞Δim1

式中，电路参数K1、Kcrit1(n1,n2,D) 可表示为

由式（21）可知，参量 Kcrit1(n1,n2,D) 在耦合电感变比一定时随占空比D变化的曲线如图7所示。由图 7可知，如果参量满足 K1＞Kcrit1(n1,n2,D)，励磁电感 Lm1工作于连续导电模式；反之，则工作于断续导电模式。

图7 变换器励磁电感Lm1的临界条件Fig.7 Boundary condition for magnetizing inductor Lm1

2.5 励磁电感Lm2的临界条件

一般认为励磁电感 Lm2较大，故励磁电感电流用平均值代替，所得的变换器的简化工作波形如图8所示，其中，Im2为励磁电感 Lm2的平均值，D为开关管 S1的导通占空比，VD1为吸收二极管 VDc的导通占空比，Ts为开关周期。对于励磁电感Lm2，工作于连续导电模式需满足的条件为

图8 变换器的简化工作波形Fig.8 Simplified waveforms for proposed converter

由文献[6]的分析可知，由电容 Cc的电荷平衡可得出二极管VDc的导通占空比可表示为

因此，由图 8中iLs的工作波形可求得

由 2.2节变换器的工作模态分析可知，励磁电感电流平均值 Im2可表示为

联立式（24）、式（25）可得

励磁电感电流纹波值Δim2可表示为

Δ

=CV

i DT

L

m2 s m2

1

（27）

由此可得出励磁电感 Lm1的临界条件

式中，电路参数K2、Kcri2(n1,n2,D) 可表示为

由式（30）可知，参量 Kcrit2(n1,n2,D) 在耦合电感变比一定时随占空比 D变化的曲线如图 9所示。由图 9可知，如果参量满足K2＞Kcrit2(n1,n2,D),励磁电感 Lm2工作于连续导电模式；反之，则工作于断续导电模式。

图9 变换器励磁电感Lm2的临界条件Fig.9 Boundary condition for magnetizing inductor Lm2

2.6 开关管与二极管电压应力分析

在不考虑漏感影响的情况下，可得开关管 S1和续流二极管VDo1、VDo2的电压应力分别为

二极管VD1、VD2的电压应力分别为

由式（31）～式（35）可知，双耦合电感二次型Boost高增益变换器开关管S1和二极管VD1、VD2的电压应力与耦合电感变比无关，而且该变换器避免极限占空比，进一步减小了其电压应力。二极管VDo1、VDo2的电压应力虽然与耦合电感变比有关，但通过合理设计耦合电感变比 n1、n2，可优化二极管的电压应力。

3 性能比较分析

下表所示为双耦合电感二次型 Boost高增益变换器的工作特性与传统高增益变换器的对比分析结果，图10给出了四种变换器开关管电压应力对比曲线。由图10可知，在输出电压Vo相同的情况下，在较宽占空比范围内，本文所提出的变换器实现了更低的开关管电压应力，从而可选取低电压等级的MOSFET以减小变换器的成本和损耗，提升变换器的效率。此外，同等条件下选取较小的占空比可进一步减小变换器中二极管的电压应力。

表 工作特性对比分析Tab. Comparative analysis of operating characteristics

4 实验结果与分析

4.1 实验参数

为了验证理论分析的正确性，设计并制作了一台双耦合电感二次型 Boost高增益变换器的实验样机，变换器主要参数选取如下：额定输出功率Po= 100W，输入电压Vin= 18 V，输出电压Vo=200V，负载电阻 Ro=400Ω，开关频率 fs=100kHz，输出电容Co= 220μF，吸收电容Cc=2.2μF，中间储能电容C1=4.7μF。

此外，由电路关键参数可知，变换器的增益为200V/18V=11。由于耦合电感变比太大会增加二极管的电压应力，考虑一定的电压裕量后，折中选取变压器变比 n1=n2=3，根据式（15）计算出所需的占空比D=0.48。耦合电感选取TDK公司的ETD34磁心，一、二次绕组匝比为 15T:45T，一次励磁电感的使变换器工作于连续导电模式，由 2.4节和 2.5节励磁电感临界条件分析可知，满足电路参数条件的临界值Kcrit1(n1,n2,D)=2.751×10-3，Kcri2(n1,n2,D)=0.01，因此，电路参数 K1,K2均要大于临界值，故需满足K1, K2＞Max(Kcrit1(n1,n2,D), Kcrit2(n1,n2,D))，有Lm＞0.01RoTs/2=20μH，文中选取Lm=50μH。此外，绕制的变压器漏感为励磁电感的3%，漏感为1.5μH。由此可以计算出钳位电容 Cc两端的电压为 VCc=64V。由此可知，开关管 S1和吸收二极管 VDc的电压应力均为64V，二极管 VDo1和 VDo2的电压应力分别为104V和200V，二极管VD1和VD2的电压应力为35V和 32V，考虑一定裕量，选取开关管 S1型号STP19NF20（VDSS=200V，RDS(on)=0.16Ω），选取二极管VDc、VD1、VD2为电压等级为150V的肖特基二极管STPS3150，二极管 VDo1、VDo2为电压等级为400V的快恢复二极管STTH8R04。

4.2 实验结果

图11～图16所示为满载工作时，双耦合电感二次型 Boost高增益变换器的实验波形。图 11为开关管 S1两端电压波形和耦合电感一次漏感电流波形，实验波形与理论分析波形基本一致，且由图11可知，开关管两端电压几乎被钳位在 64V，与理论计算基本一致。但从实验结果中可以看出，开关管两端仍存在一定的电压尖峰，其原因由吸收二极管两端的寄生电容和吸收电容与漏感谐振所致。图 12和图 13分别为耦合电感 T1、T2一、二次侧实验波形图，图 14为流过吸收电路的电流实验波形。由图 14可知，吸收二极管 VDc实现零电流关断，且为漏感提供电流流通路径，实现了漏感能量的回收。图15为二极管 VD1、VD2电流实验波形图，也验证了工作模态分析的正确性。图16为测试的输出电压波形图和钳位电压实验波形，由图16可知，钳位电容电压被钳位在 64V，输出电压为200V，与理论分析基本一致。

图11 开关管S1的漏源电压、耦合电感一次电流波形Fig.11 Voltage waveforms for switch and current waveforms for coupled-inductor

图12 输出二极管VDo2的电流实验波形Fig.12 Experimental current of output diode VDo2

图13 输出二极管VDo1的电流实验波形Fig.13 Experimental current of output diode VDo1

图14 吸收电路的电流实验波形Fig.14 Experimental current waveforms of passive lossless snubber

图15 二极管VD1、VD2电流波形Fig.15 Experimental current waveforms for the diode VD1、VD2

图16 输出电压与钳位电压波形Fig.16 Output voltage and voltage across the capacitor Cc

图17 所示为本文提出的双耦合电感二次型Boost高增益变换器的效率对比曲线，由图17可知，双耦合电感二次型 Boost高增益变换器的最高效率可达到 92.5%，在满载 Po=100W 时，变换器的效率为92%；而文献[17, 18]所提出的变换器最高效率分别为91%和91.5%。与文献[17, 18]所提出的变换器拓扑电路相比，在相同输入输出电路参数的情况下，本文所提出的变换器在二次型 Boost变换器中引入耦合电感，降低了开关管的电压应力，同时减小了占空比，因此，低导通电阻、低电压等级的MOSFET减小了变换器的导通损耗，从而提高变换器的效率；而且，增加吸收电路开关管两端的电压尖峰得到抑制，漏感能量得到有效利用，漏感能量向负载传递，进一步提升了变换器的效率。

图17 效率曲线Fig.17 Efficiency of experimental results

5 结论

本文提出了一种双耦合电感二次型 Boost高增益变换器，给出了变换器工作模态的详细分析，并推导了变换器的稳态增益特性，且推导了励磁电感电流连续时的临界条件，同时与传统二次型高增益变换器做了性能对比分析。实验结果表明，本文提出的双耦合电感二次型 Boost高增益变换器在传统二次型 Boost变换器拓扑的基础上，引入双耦合电感，减小了开关管的电压应力，而且采用无源无损吸收电路抑制了开关管两端的电压尖峰，回收了漏感能量。基于以上优点，该变换器为光伏、燃料电池等需要高增益 DC-DC变换器的新能源场合提供了解决方案。

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High Voltage Gain DC-DC Converter Based on Two-Coupled-Inductor

Cao Taiqiang1 Liu Wei1 Guo Xiaoying2 Chen Zhangyong3 Wang Jun1 Sun Zhang1 You Fang1 Luo Qian4

（1. Xihua University Chengdu 610039 China 2. Panzhihua University Panzhihua 617000 China 3. Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China 4. Information Filiale, The Second Research Institute of CAAC Chengdu 610041 China）

High voltage gain non-isolated DC-DC converter with two-coupled-inductor is presented in this paper. Based on single switch quadratic boost topology, by incorporating coupled-inductor cell into pre-stage boost cell and stacking the output voltage, the proposed converter can achieve high voltage gain property. Meanwhile, by introducing coupled-inductor cell into post-stage boost cell, voltage stress of power switch is decreased. Furthermore, passive snubber is utilized to suppress voltage spike stress of the switch and low-voltage-rated MOSFET with low RDS(on)for reduction of the conduction loss and cost can be chosen, therefore efficiency of the converter improved. Finally, Steady state analysis of the converter and operating characteristics is developed and experimental results from a 200W 20V/200V prototype were presented to verify the analysis of the proposed converter.

Renewable resources, quadratic Boost converter, coupled-inductor, high voltage gain, passive lossless snubber circuit

TN86; TM463

曹太强 男，1969年生，男，博士，高级工程师，主要从事新能源，大功率开关变换器及光伏发电，电力电子与电力传动的研究。

四川省科技厅应用基础研究项目（2012JY0120），四川省科技厅支撑项目（2013GZ0130），四川省教育厅重点项目（11ZA003），四川省电力电子节能技术与装备重点实验室开放基金，四川省高校重点实验室-太阳能技术集成及应用推广，攀枝花市太阳能光伏离/并网智能化控制逆变一体集成应用（2014CY-S-1-2）；分布式光伏多逆变器并网控制研究（2014YB11）资助项目。

2014-03-25 改稿日期 2014-05-27

刘 威 男，1988年生，男，硕士研究生，主要从事研究电力电子与电力传动和开关电源的研究。