王志强，马新敏，王 超，郭 飞

(华中科技大学激光加工国家工程研究中心，武汉430074)

引 言

高功率半导体激光器驱动电源根据电流输出模式的不同，主要分为连续、准连续和脉冲3种输出模式［1-3］。目前，在激光加工领域广泛采用连续输出模式，为满足加工要求［4-6］，该类电源要有几十瓦到几千瓦的驱动能力，同时有快速的输出电流动态响应速度［7-8］。电路结构上普遍采用两级变换器相串联［1-2］，其中前级为含有高频隔离变压器的开关型交流/直流变换器，输出呈恒压源特性;后级采用串联反馈式线性变换电流源，以便将前级输出的直流恒定电压Uin转换成负载激光二极管(laser diode，LD)模块所需的直流电流Io，同时减小输出电流纹波，提高输出电流的动态响应速度［9-10］。但是，串联反馈式线性电流源中的调整管工作在线性放大区，结构上与负载相串联，全部的负载电流Io流过调整管，功率损耗大、电源效率低。一旦LD模块内部发生局部短路使端电压降低或电源改接低电压LD负载时，都会造成功耗的大幅增加，调整管易过热损坏，这说明电源对负载电压的自适应能力较差。为满足大电流负载要求，调整管常采用多个功率金属氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxidesemiconductor field-effect transistor，MOSFET)相并联，以此来均匀分担负载电流和管耗。这势必造成后级电路使用的功率器件增多，相应的控制电路复杂，散热器加大，硬件成本升高。

目前，国外对高功率LD驱动电源的研究已取得令人瞩目的成果，处于明显的领先水平。功率在2kW左右的LD驱动电源相关产品，有美国艾赛斯公司生产的额定输出20V/125A，型号PCO-6131的LD驱动电源;德国Lumina Power公司研发的型号LDY-2500-XX-YY的额定输出2.5kW，最大输出电流150A的LD驱动电源。由于电源采用高频开关型变换器结构，因此电能转换效率较高，对负载电压自适应能力强。国内对LD驱动电源的研究起步较晚，现今发展水平与国外仍有较大差距。现有西安炬光科技有限公司生产的额定输出24V/100A，型号FL-DLD06-24-100-CW的LD驱动电源;天津鼎曦光学科技有限公司研发的额定输出30V/100A，型号CLP-SP-30V100A-12的LD驱动电源。由于电源后级采用串联反馈式线性变换电流源结构，导致电源对负载电压的自适应能力较差，后级变换器效率较低难以突破90%，电源整体效率偏低。

为克服上述后级串联反馈式线性变换电流源的诸多缺陷，作者基于两相两重斩波变换技术，研发出一种性能优异的开关型变换电流源。该电流源结构简单，采用脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)技术，电能转换效率高;对负载电压自适应能力强;输出电流动态响应速度快，能很好地满足激光加工要求。

1 电源整体设计及原理分析

1．1 主电路结构

基于两相两重斩波变换技术的半导体激光器用2kW电源，该电源(power supply，PS)电路结构如图1所示。主电路由两级功率变换环节PS1和PS2串联组成。其中前级 PS1为高频隔离式开关型交流/直流(alternating-current/direct-current，AC/DC)变换器，具有恒压源输出特性。后级PS2(图1中虚线框所示)为两相两重斩波变换电流源，用于驱动LD模块。

Fig.1 Schematic diagram of 2kW laser diode driver

1．2 两相两重斩波变换器工作原理分析

两相两重斩波变换电流源实质上是由两路降压式开关型变换器组成［11］，其输出端并联后向负载供电，参见图1中的PS2，其中一路由开关器件Q1、续流二极管D1、储能电感 L1组成，另一路则由 Q2，D2和 L2组成，且两路器件参量完全一致。Q1和Q2，D1和D2皆选用低耐压大电流容量的功率MOSFET，其中D1，D2是利用MOSFET管内的体二极管作续流二极管，以便实现高频率开关和大电流输出。采用高频PWM开关控制，在每个开关周期T内，Q1与Q2交错导通且占空比同为D，通过调节D来改变电路的变压比Uo/Uin，以此调控负载电流Io。其中占空比D是指单管的导通时间与整个开关周期T的比值，如图2所示。

Fig.2 Driving waveforms of Q1and Q2

前半周期的［t1，t2］时段为 Q1导通时间 Ton，1=D×T，期间加在L1两端电压为Uin-Uo，使电感电流i1线性增加，同时向负载LD模块供电，电流i1的变化率Δi1+/Δt为:

［t2，t5］时段为 Q1截止时间 Toff，1=(1-D)×T，此时加在L1两端电压为-Uo，i1经二极管D1续流，将L1存储的磁能转换成电能向负载供电，电流i1线性减小，i1的变化率 Δi1-/Δt为:

在整个前半周期［t1，t3］，Q2均处于关断状态，电感电流i2经D2续流，向负载供电。

Q1和Q2在每个开关周期按180°错导通且导通时间均为DT。稳态时，在一个开关周期T内，对电感L1或L2，由伏秒平衡［12］原理可以得到:

由于输出电容C2取值足够大，且开关频率较高，故单个周期内Uo可认为恒定不变，则由(3)式可得:

考虑到Q1，Q2交错导通存在死区时间，最大占空比D，故根据(4)式有，即要求输入电压Uin高于2倍的输出电压Uo。同理也可得到流过电感L2的电流i2的变化情况。电流i1，i2及总电流io的波形如图3所示。

由图3可见，两电感电流i1，i2波形完全相同，仅在时间上互差180°，且总电流io=i1+i2，io经输出电容C2滤波后，流向负载LD模块的总平均电流等于两路电感的平均电流之和，即Io=I1+I2，且I1=I2。总电流io的脉动频率较电感电流i1，i2的脉动频率提高1倍，变为2/T，脉动幅值却大大减小。同时滤波电容C2采用等效串联电阻较小的聚丙烯金属膜电容，在高频开关状态下，使输出纹波电流更小，电路输出更加稳定。

Fig.3 Inductor current and total current waveforms

在同等输出条件下，两相两重斩波变换电路中的储能电感L1，L2及主电路MOSFET承受的电流比单路降压变换电路小，降低了单个MOSFET的导通损耗，减少了储能电感L1，L2和滤波电容C2的值，同时提高输入电压Uin，大大提升了电感L1和L2中电流的上升变化率(Uin-Uo)/L，使电路在启动时可以快速地给负载供电，从而提高电路的动态响应速度［13］。

1．3 控制电路工作原理分析

控制电路中(如图1所示)，Uv，g为电源输出电压的给定信号，Ui，g为输出电流的给定信号，其值大小可根据选定的LD模块的规格来分别整定;Uv，f为输出电压的反馈取样信号，Ui，f为输出电流的反馈取样信号。电压反馈环路和电流反馈环路的输出经二极管Dv和Di并行连接，由电压比例-积分调节器Gv(s)的输出uv和电流比例-积分调节器Gi(s)的输出ui二者中电压较高者调控开关管驱动信号的脉宽，从而实现恒流限压的矩形输出特性［14］，控制电路采用比例-积分调节方式，电路拓扑结构具体参见参考文献［14］中的图4，这里不再赘述。

电源给LD模块供电时，为得到恒流输出特性，可通过整定输出电压的给定值Uv，g，使对应的限定电压略高于LD模块额定工作时的电压，此时电压比例-积分调节器Gv(s)仅在空载时起输出限压作用。电源空载时因输出电流Io=0，使电流反馈取样信号Ui，f=0而Ui，g＞0，经电流比例-积分调节器Gi(s)的反向比例-积分调节使输出ui为负饱和值，二极管Di截止而Dv导通，ut=uv，电流调节器Gi(s)退出，仅由电压调节器Gv(s)单独调控，电源在电压负反馈作用下输出呈限压特性。电源带负载后，因输出电压反馈取样信号Uv，f始终小于电压给定信号 Uv，g，经电压比例-积分调节器Gv(s)的反相比例-积分调节使输出uv为负饱和值，二极管Dv截止而 Di导通，ut=ui，电压比例-积分调节器Gv(s)退出，仅由电流比例-积分调节器Gi(s)单独调控驱动信号UPWM的脉宽，电源在电流负反馈作用下呈恒流源输出特性［12］。

2 电源特性测试与分析

本文中选用的PS1为额定输出48V/50A的隔离式交流/直流变换器。按图1所示电路结构，与PS2构成了2kW额定输出20V/100A的LD驱动恒流电源。外接可调电阻(型号ZB120-095，阻值范围为0Ω～18Ω)R0作为负载，对电源的静态输出特性和后级电感均流特性分别进行测试，测试用示波器型号为泰克MDO4054-3混合域示波器，电流探头型号为泰克TCP0150(量程 25A/150A，30MHz)、泰克 TCP0030(量程30A，120MHz)，测试环境为室温。

2．1 电源静态输出特性

将输出电压上限值 Uo，h和输出电流上限值 Io，h分别设为18V和50A。改变负载电阻R0的阻值(非等阻值变化)，测得1组电源静态输出特性数据，绘制成伏安特性曲线，如图4所示。

Fig.4 V-I curve

由图4可知:(1)当负载R0=0.36Ω时，对应输出特性曲线的转折点B;(2)当R0＞0.36Ω时，电源工作在BC段，输出电流Io随负载R0阻值增加而逐渐减小，输出保持恒定电压Uo=18V，电源输出呈限压特性;(3)当R0＜0.36Ω时，电源工作在AB段，输出电压Uo随负载R0阻值减小而逐渐减小，输出保持恒定电流Io=50A，电源输出呈恒流特性，这也正是LD驱动电源的正常工作区域。

因此，无论是LD模块内部发生局部短路使端电压降低，还是电源外接低电压的LD模块负载，电源均能保证输出恒定的负载电流而不损坏内部的功率器件。可见，电源对负载电压自适应能力强，具有较好的矩形输出特性。

2．2 后级电感电流波形

设置电源输出电流Io=59.8A，电源恒流正常工作时，使用电流探头(TCP0030，量程30A)直接测量流过电感L1和L2的电流i1和i2。测得电感电流i1和i2波形如图5所示。图5表明，流过电感L1和L2的电流平均值相等，与第1.2节中的理论分析一致，说明PS2中两路降压式开关型变换器的均流效果好。

Fig.5 Inductor current waveform of i1and i2

3 高功率激光系统联机数据测试

将德国DILAS公司生产的激光二极管模块(如图6所示，型号E15.4Y-940.3-960C-VH8.1)作为电源负载。当流过LD模块的电流为100A时，其导通压降约为18V。测试用激光功率计为Primes PowerMonitor大功率激光功率计，其它测试仪器与第2节中相同。

Fig.6 Diode laser module

3．1 高功率激光系统静态特性

按照第1.3节中所述，设置输出电压的限压值Uo，h=20V，调节电源在恒流模式下工作。

(1)将负载开路，测量驱动电源(如图7所示)输出端电压Uo，Uo保持在限压值20V。

Fig.7 Laser diode driver

(2)接入负载，将输出电流从0A连续调节到100A，激光系统工作正常;当Io≈14A时，LD模块开始出光;当Io=100A时，实现了LD模块1110W的连续光功率输出。

(3)将电源输出端短路，设置输出电流Io=100A，短路状态下电源维持恒流100A输出不变。

由此可见，电源表现出良好的静态输出特性。

3．2 输出电流的动态响应特性

负载情况下，设置输出电流的给定信号Ui，g为方波(频率50Hz、幅值0V～10V)，如图8上方示波器1通道所示，Ui，g幅值0V～10V线性对应输出电流0A～100A变化。使用电流探头(TCP0150)直接测量电源输出电流Io的波形，如图8下方示波器2通道所示。

Fig.8 Square-wave response of output current

由图8可见，输出电流0A～100A的上升、下降时间仅为0.5ms。与同类传统线性变换电流源1ms的动态响应时间相比较，略有提升。同时克服了传统开关型电源输出响应速度慢的缺点，可满足激光加工过程中快速地开光和关光要求。

3．3 输出电流纹波测量

负载情况下，调节输出电流Io=100A，静态时测试电源输出纹波电流的波形如图9所示。其中示波器上方1通道为输出纹波电流波形，下方2通道为静态输出电流幅值。

Fig.9 Current ripple

由图9可见，在输出满载电流Io=100A时，纹波电流的峰峰值IRPP≈140mA，其均方根值IRMS≈28mA，电流纹波系数为0.028%，远小于满载输出电流的0.5%，满足激光加工要求。

3．4 后级两相两重斩波变换电流源效率

负载情况下，调节输出电流Io从10A逐步增加到100A，步长10A，测试数据经计算整理后，可得后级两相两重斩波变换电流源PS2的电能转换效率η随输出功率P的变化曲线，如图10所示。

图10表明，在额定输出范围内，η保持在93%以上，证明两相两重斩波变换电流源具有较高的电能转换效率，克服了传统的串联反馈式线性变换电流源效率低的缺点。若能针对续流二极管D1和D2的功耗，合理运用同步整流技术，可进一步提升低电压大电流类电流源的电能转换效率。

Fig.10 Power-efficiency curve(P-η curve)

4 结论

采用两相两重斩波电路作为电源主电路后级变换器的拓扑结构，再结合电压、电流闭环调节电路，构成了性能优异的半导体激光器用2kW电源。

(1)电源后级采用开关型变换电流源，与传统线性变换电流源相比，电路结构简单、成本低廉，电能转换效率可高达93%。

(2)电源具有较为理想的恒流限压矩形输出特性，对负载电压自适应能力强，提高了电源运行的安全性。

(3)两相两重斩波变换器中的双路降压变换电路交错导通工作，加快了输出电流的动态响应速度，使电源输出满载电流的方波响应时间降至0.5ms左右，满足工业加工过程中快速地开光和关光要求，在激光加工领域具有很强的实用价值。

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