陈艳杰，曹 威，张士杰

（1.商丘工学院信息与电子工程学院，河南 商丘 476000；2.商丘工学院机械工程学院，河南 商丘 476000；3.解放军91292部队，河北 保定 074000）

叠加导频的放大转发协作通信系统时变信道估计方法

陈艳杰1，曹 威2，张士杰3

（1.商丘工学院信息与电子工程学院，河南 商丘 476000；2.商丘工学院机械工程学院，河南 商丘 476000；3.解放军91292部队，河北 保定 074000）

在基于正交频分复用技术的放大转发协作通信系统中，针对整体中继信道估计（S-R-D）辅助导频占用额外带宽使带宽利用率低的缺点以及传统叠加导频信道估计性能不高的缺点，提出了一种新的对角叠加导频方案。在不增加导频数量的前提下，将叠加导频的位置由传统的块状叠加变为对角叠加后，信道估计性能优于传统叠加导频方案和辅助导频方案，且与理想信道估计性能接近。仿真结果表明：和传统方法相比，采用对角叠加导频方案不仅提高了信道估计精度和带宽利用率，而且可以较好地跟踪信道的变化。

正交频分复用，协作通信，信道估计，辅助导频，叠加导频

0 引言

在无线通信系统中，无线信道固有的衰落特性会导致信号质量严重下降。为了对抗无线信道的衰落，提高系统的传输可靠性，在无线通信系统中广泛使用分集技术。多输入多输出（MIMO）系统通过在发送端或接收端配置多根天线，可以实现空间分集，并且可以有效地提高系统的频谱效率和数据传输速率，然而，在实际的通信系统中，对于移动终端，由于体积、重量、功耗以及成本等方面的限制，在其上配置多根天线难以实现［1］。针对这个问题，提出了基于协作通信的空间分集技术［2-4］。协作通信系统可以在不增加硬件设备的前提下，利用分布在空间不同位置的、分属于不同终端的天线相互协作，在空间上形成虚拟天线阵列，并获得一定的分集增益，因此，近几年来协作通信技术受到了众多研究者的青睐。

目前，协作通信主要有两种不同的协作方式［5-6］：放大转发方式（AF，Amplifyand Forward）和译码转发方式（DF，Decode and Forward），前者中继节点将接收的源节点信号进行简单的放大处理后转发，后者中继节点将接收的源节点信号先译码再重新编码后转发。文中转发协议采用实现复杂度较低的放大转发（AF，amplify-and-forward）方式。而信道估计是中继协作系统中必不可少的技术之一，它是相干检测、链路自适应、无线资源调度与分配等技术的前提。中继节点的引入不仅增加了需要估计的无线信道数量，还使无线信道的特性发生改变，这给信道估计技术带来了新的挑战。文献［5-6］均是在平坦衰落信道下，研究了放大转发协作通信系统中基于导频辅助的最小二乘和线性最小均方误差估计算法。如何将现有协作通信系统平坦衰落信道估计的研究移植到频率选择性信道中，针对这一问题，文献［7］将传统的点对点OFDM系统信道估计进行了改进运用到了单中继协作通信系统中。文献［8］在频率选择性信道下，提出了基于辅助导频的单中继多中继协作通信系统频域信道估计算法。文献［9］针对时变AF协作系统下的噪声传播和时变特性累计问题，提出了一种新的中继转发方式——均衡转发，这种转发方式虽然比较适应时变的信道环境，但是由于在中继处增加了信道估计和信道均衡，大大增加了系统的复杂度。叠加导频作为一种新的导频配置方式，具有不占用额外带宽，接收端发送效率高的优点，但是传统的块状叠加导频方案信道估计性能不高［10］。文献［11］针对点对点超宽带系统提出了将辅助导频与传统块状叠加导频相结合的复合导频信道估计方法，是一种带宽利用率和估计精度折中的估计算法，带宽利用率和估计精度都有待提高。如何将带宽效率高的叠加导频信道估计方案运用到协作通信信道估计中，针对这一问题，文献［12］在源节点处叠加导频，得到了单跳及多跳中继协作系统的叠加导频信道估计。文献［13］针对典型的三节点单中继协作通信系统提出了在中继节点上叠加导频的分段信道估计。在文献［13］的基础上，文献［14］将基于叠加导频的单中继协作通信系统分段信道估计扩展到了多中继协作通信系统中，在每个中继节点上叠加相应导频实现多中继协作通信系统的分段信道估计。

在以上研究的基础上，本文提出了一种新的对角叠加导频信道估计方案，此方案将叠加导频的位置由传统的块状叠加变为对角叠加。对角叠加导频方案由于在每个OFDM符号上都叠加有导频信号，所以能很好地跟踪时变信道，相比于传统块状叠加导频方案，对角叠加导频信道估计方案在不减少带宽利用率的前提下，估计性能有很大改善；相比于辅助导频方案，对角叠加导频方案在带宽利用率和信道估计性能方面都有着很大优势。因此，对角叠加导频信道估计方案是放大转发时变协作通信系统信道估计中较理想的方案。

1 协作通信系统模型

本文采用的协作通信系统模型［7］，如图1所示。图中的协作通信系统中包括3个单天线终端，即源节点S、中继节点R以及目的节点D，且不能同时接收和发送信号。协作通信系统的传输过程一般可分为两个阶段。在第1阶段，源节点S以广播形式发送数据，中继节点R和目的节点D接收该数据；在第2阶段，中继节点R对接收到的数据进行简单的功率放大处理并通过中继信道向目的节点转发放大后的数据。

图1 协作通信系统模型

如图2所示，在基于OFDM的AF协作通信系统中，源节点将随机产生的数据符号串并变换后，经过QPSK调制，加上相应的导频符号发送出去。首先将输入数据符号经过IFFT变换成时域符号。为了消除符号间干扰（Inter Symbol Interference，ISI），需要在该时域符号前加入长度大于信道长度的循环前缀（Circle Prefix，CP），然后将其送入带有加性高斯白噪声的SR信道，中继节点对接收的源节点信号进行放大，再将放大后的接收信号送入带有加性高斯白噪声的RD信道，目的节点接收到时域OFDM符号后，去除循环前缀，通过FFT变换，得到输出数据的频域符号。目的节点在接收到经历独立信道衰落的数据后，根据信道估计的结果，对接收数据进行补偿，最终得到源节点发送的原始数据。

图2 放大转发协作通信系统中数据的发送与接收

假设协作通信系统各终端之间的信道相互独立且均为时变多径瑞利衰落信道。结合放大转发协作通信系统模型及其数据的发送与接收过程，在广播阶段，中继节点对收到的源节点信号去CP处理后的频域表示为：

X为经过功率归一化的源节点发送数据的频域表示，Yr为广播阶段时中继节点接收的频域数据，Hsr为源节点到中继节点的频域信道衰落系数，Vr为中继节点接收信号时的噪声，服从均值为0、方差为σv2的高斯分布。

在协作阶段，目的节点接收到的信号去CP处理后的频域表示为：

其中，Yd为协作阶段时目的节点接收的频域数据，Hrd为中继节点到目的节点的频域信道衰落系数，Vd为中继节点接收信号时的均值为0、方差为σv2的高斯白噪声。α为中继节点的放大转发系数。影响目的节点的总噪声为Vt，其方差为。

2 信道估计算法

由于在AF协作模式下，中继节点仅负责放大转发源节点的信号，所以信道估计完全由目的节点完成，只需要将SR信道和RD信道看作一个整体进行信道估计，即仅在目的节点上根据导频符号估计S-R-D整体信道。在进行信道估计时α作为信道估计的一部分，等效信道频率响应记为Hsrd=αHsrHrd，则式（2）可简化为：Yd=XHsrd+Vt。因为源节点至目的节点的直接链路信道（SD）的衰落系数可以由目的节点通过传统的点到点OFDM信道估计方法得到，所以本文不对SD信道估计做过多研究，而是重点研究协作通信系统SRD整体信道估计。下面对AF协作通信系统中不同导频方案下的SRD整体信道估计算法进行详细阐述。

2.1 辅助导频信道估计算法

其中，Xs为经过功率归一化的发送数据信号，N为OFDM个数，K为子载波个数。辅助导频信道估计算法［8］的具体过程如下：

图3 辅助导频方案

2.1.1 导频插入过程

按照图3所示辅助导频方案，将块状导频按导频间隔插入到OFDM符号前，导频符号和数据符号均以数据形式传送，插入导频之后的发送数据信号为X：

其中Xs，Xp，X分别为数据信号，导频信号和插入导频后数据信号，i为导频间隔

2.1.2 信道估计过程

发送信号X通过AF协作通信系统的整体信道，在目的节点接收到的去CP后的信号为：

首先在目的端提取出导频所在位置的接收信号，然后进行信道估计。具体步骤如下：

①提取导频所在位置的接收信号；

②用简单易实现的最小二乘算法计算导频位置处的信道估计值；

③根据导频位置处的信道频域响应，在时间方向上通过线性内插得到数据位置处的信道频域响应，假设相邻两导频位置的信道频率响应分别为Hp（n1，k），Hp（n2，k），则

④根据 H（n，k）利用迫零算法［8］检测得到发送数据 X（n，k）。

2.2 常规叠加导频信道估计算法

常规叠加导频信道估计算法［10］的具体过程如下：

图4 常规叠加导频方案

2.2.1 导频叠加过程

按照图4所示常规叠加导频方案，在发送数据信号上叠加块状导频之后的信号为X：

其中Xs（n，k），Xp（n，k），X（n，k）分别为第n个OFDM符号第k个子载波上的数据信号，导频信号和叠加后信号，i为时间维上的导频间隔换言之，第t个叠加信号位于n=（t-1）i个OFDM符号处。

2.2.2 信道估计过程

发送信号X通过AF协作通信系统的整体信道，在目的节点接收到的去CP后的信号为：

首先在目的端对接收信号取统计平均，然后进行信道估计。具体步骤如下：

①对前i个OFDM符号，即第0~i-1个符号中的接收信号取统计平均：

②用简单易实现的最小二乘算法计算导频位置处的信道估计值：

③按照前两个步骤分别求得所有导频位置处的信道频域响应：

④在目的节点处为恢复数据，利用前后导频位置处的信道频域响应通过线性内插得到数据位置处的信道频域响应，然后通过迫零均衡算法［8］恢复出数据，并在叠加导频位置处去除相应的叠加导频信号，恢复出源节点的发送数据。

2.3 对角叠加导频信道估计算法

所提对角叠加导频信道估计算法的具体过程如下：

图5 对角叠加导频方案

2.3.1 导频叠加过程

按照图5所示对角叠加导频方案，在发送数据信号上对角叠加导频之后的信号为X：

其中Xs（n，k），Xp（n，k），X（n，k）分别为第n个OFDM符号第k个子载波上的数据信号，导频信号和叠加后信号，i为时间维导频间隔，为简单起见，这里令Xp（n，k）=Xs（n，k），也就是源节点采用随机生成的QPSK符号作为叠加导频，这样带有对角叠加导频的发送信号X可以化简为：

2.3.2 信道估计过程

发送信号X通过AF协作通信系统的整体信道，在目的节点接收到的去CP后的信号为：

首先在目的端提取出导频所在位置的接收信号，然后进行信道估计。具体步骤如下：

①提取前i个OFDM符号即第0~i-1个符号中的导频位置处接收信号，并对提取出的接收信号按子载波大小顺序组成一个列向量：

②对接收数据进行处理近似得到相应的导频数据：

其中sign为符号函数，Re对复数求实部，Im对复数求虚部，j为虚数单位。

③用简单易实现的最小二乘算法计算信道估计值：

④根据信道估计值H1对前i个OFDM符号的接收数据进行迫零（ZF）检测，恢复出源节点发送的数据，则

⑤按照前4个步骤可以同样得到其余的信道估计值及其余OFDM符号的恢复后数据。

3 仿真结果与分析

系统仿真环境及参数设置如下：协作通信系统中各节点间的无线信道均为带多普勒频移的多径瑞利衰落信道，假设 E［|Hsr|2］=E［|Hrd|2］=1，多普勒频移为100 Hz，采样周期Ts=0.2μs，仿真使用的6径信道模型参数如表1所示，OFDM符号个数为128，子载波个数为128，采用QPSK调制，循环前缀长度为64，辅助导频、传统叠加导频、对角叠加导频的导频间隔均为32，接收端采用迫零检测算法对接收数据进行补偿恢复。信道估计性能分别以均方误差性能与误码率性能为评判标准对不同估计方法进行了对比。

表1 仿真使用的6径信道模型参数

图6是协作通信系统整体信道估计（S-R-D）的均方误差性能对比图。在不同信噪比下，比较了3种不同导频方案LS算法的均方误差性能。从图中可以看出，辅助导频的均方误差性能优于传统叠加导频，对角叠加导频的均方误差性能优于传统叠加导频和辅助导频。传统叠加导频由于数据与导频的相互干扰导致性能不如辅助导频，在时变信道下，将传统块状叠加导频变为对角叠加导频后，由于导频在各个时间上均有分布，有利于对时变信道的跟踪，所以，对角叠加导频方案性能有了很大改善。根据这3种不同导频方案下均方误差性能的比较，可以看出所提出的对角叠加导频方案的性能优越性。

图6 不同导频方案均方误差性能比较

图7 不同导频方案误码率性能比较

图7是协作通信系统整体信道估计（S-R-D）的误码率性能对比图。在不同信噪比下，将3种不同导频方案的LS算法与理想信道估计的误码率性能进行了比较。从图中可以看出对角叠加导频方案由于能很好的跟踪时变信道，所以，在高信噪比区域，误码率性能相比另外两种导频方案有了大幅下降，且与理想信道估计误码率曲线接近。

图8是当多普勒频移增大时，对角叠加导频方案在不同信噪比下的误码率性能曲线，从图中可以看出在不同信噪比下，多普勒频移增大时，误码率性能基本没有变化，说明对角叠加导频方案能很好的跟踪信道的变化。

图8 多普勒频移增大时对角叠加导频方案的BER特性

图9 SD信道与SRD信道不同导频方案的BER比较

为了作为参考，图9在不同信噪比下，将传统点对点的信道估计（S-D）的误码率性能与协作通信系统的整体信道估计（S-R-D）的误码率性能进行了对比。从图中可以看出，在相同导频方案信道估计的前提下，由于SR与RD组成的整体信道即S-R-D信道因信道长度、最大时延的增加，噪声增加带来的影响，使得协作通信系统的整体信道估计（S-R-D）的误码率性能低于点对点的信道估计（S-D）的误码率性能。

通过以上的仿真结果及相关分析可知，对角叠加导频方案估计性能相对于辅助导频方案与传统块状叠加导频方案均有明显改善，同时还提高了发送效率及带宽利用率。

4 结论

本文在传统的块状叠加导频信道估计的基础上，提出了一种适应于放大转发协作通信系统的对角叠加导频信道估计方案，此方案将叠加导频的位置由传统的块状叠加变为对角叠加。相比于传统块状叠加导频方案，对角叠加导频信道估计方案在不减少带宽利用率的前提下，估计性能有很大改善；相比于辅助导频方案，对角叠加导频方案在带宽利用率和信道估计性能方面都有着很大优势。实验结果表明，在基于正交频分复用技术的放大转发协作通信系统信道估计中，采用对角叠加导频方案提高了信道估计精度和带宽利用率，是一种具有较高实用性的信道估计方案。

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Time-Variant ChannelEstimation for AFCooperativeCommunication System Based on Superim posed Pilot

CHENYan-jie1，CAOWei2，ZHANGShi-jie3
（1.School of Information and Electronic Engineering，Shangqiu Institute of Technology，Shangqiu 476000，China；2.School ofMechancial Engineering，Shangqiu Institute of Technology，Shangqiu 476000，China；3.Unit 91292 of PLA，Baoding 074000，China）

In amplify and forward cooperative communication system based on orthogonal frequency division multiplexing，auxiliary pilot has the defect for low bandwidth efficiency due to extra bandwidth occupied，superimposed pilot has the defect of low estimation accuracy.For these problems，a new diagonal superimposed pilot scheme is proposed for the overall relay channel（SRD）estimation in this paper.Without increasing the number of the pilots，the location of the superimposed pilots will overlay from the traditional block to a diagonal superposition，the channel estimation performance is superior to the traditional superimposed pilot scheme and the auxiliary pilot scheme，which is close to the ideal estimation performance.Simulation results show that，compared with the traditionalmethods，the proposed diagonal superimposed pilot scheme improves the accuracy of channel estimation and bandwidth utilization，and can better track channel change.

OFDM，cooperative communication，channelestimation，auxiliary pilot，superimposed pilot

TN911

A

1002-0640（2015）11-0025-06

2014-09-23

2014-11-07

陈艳杰（1986- ），女，河南周口人，硕士。研究方向：通信信号处理、协作通信系统信道估计。