陈明洁

（杭州士兰微电子股份有限公司，浙江 杭州310012）

0 引言

高质量的调频电路要求输出载波的中心频率固定、频偏恒定、线性度高，如有线电视邻频调制器中的伴音副载波调频器、电视多伴音传输系统的副载波调频器等。

副载波中心频率不稳定、噪声大或者频率漂移，不仅会影响调频信号的质量，也会一定程度上影响视频的质量。频偏不稳定会导致调频线性度差，引起失真。本文针对这2个问题，提出一种高性能的压控振荡调频电路。

为了实现高稳定的中心频率，传统的音频调制方式有以下几种：

（1）通过晶体振荡器实现调频，但晶体振荡器的频偏非常小，往往达不到一定的带宽要求。

（2）通过LC振荡实现调频，但其中心频率的稳定性较差，同时由于采用电感，大大增加了成本。

（3）通过锁相调频实现，可以产生高稳定度的中心频率，加上分频器的使用，频偏可以做得较大，克服了调频和稳频之间的矛盾。

1 锁相调频的基本原理

传统的锁相调频电路（图1）包括：晶体振荡器，用于产生调频电路需要的稳定的频率信号；鉴相器，用于将晶体振荡器输出的稳定的频率信号与分频器输出的分频信号Uin（t）进行相位比较，产生误差电压，并将误差电压Ud（t）发送至环路滤波器；环路滤波器，用于将鉴相器12输出的误差电压转换为滤波信号VLPF；压控振荡调频电路，用于对输入的音频调制信号Uf（t）与环路滤波器输出的滤波信号VLPF进行调制，并产生振荡信号Vosc，振荡信号Vosc的频偏受音频调制信号Uf（t）控制；分频器，用于将来自压控振荡调频电路15的输出信号Vosc进行分频。

图1 传统的锁相调频原理图

图1 所示的锁相调频电路中环路滤波器的输出和音频调制信号Uf（t）之间没有关联，中心频率和频偏是分开控制的，导致在不同工艺和工作环境下，相同的中心频率下频偏变化比较大，引起失真。

2 新型压控振荡调频电路的结构

本文将图1方框中的调制部分替换成新型的压控振荡调频电路，如图2所示。

图2 新型压控振荡调频电路结构图

该高性能新型压控振荡调频电路包括：电平调节模块，其作用是将电荷泵输出的滤波信号VLPF转化为中心频率控制电压Vc，本设计中的中心频率控制电压Vc比所述滤波信号VLPF高，使压控振荡调频电路在滤波信号VLPF较低时能正常工作；自动增益控制模块（VGA），对输入的音频调制信号Uf（t）进行放大，产生频偏控制电压Vm，Vm的幅度受电平调节模块输出的中心频率控制电压Vc控制，频偏控制电压Vm同中心频率控制电压Vc成正比；压控振荡器，其输入是中心频率控制电压Vc和频偏控制电压Vm，输出为输出电压Vout1、Vout2，Vout1、Vout2构成差分振荡信号，差分振荡信号的中心频率由中心频率控制电压Vc调节，频偏由频偏控制电压Vm调节；输出模块，为一个双端转单端缓冲器，输出单端满摆幅电压信号Vosc。

3 比较反馈型压控振荡器的具体电路实现

比较反馈型压控振荡器的电路结构如图3所示，具体包括以下3个部分：

（1）频率控制模块：接收比较反馈模块的输出信号Vout1、Vout2，中心频率控制电压Vc调节频率控制模块输出的中心频率，频偏控制电压Vm调节频率控制模块输出的频偏，频率控制模块输出Q1、Q2一对差分信号。

（2）缓冲模块：缓冲模块对频率控制模块和比较反馈模块进行隔离缓冲，保证频率控制模块不受比较反馈模块干扰，有较好的噪声性能。

图3 压控振荡器电路图

（3）比较反馈模块（图4）：比较反馈模块为正反馈比较器，信号Q1、Q2、C和D 输入比较反馈模块，信号Q1同信号D进行比较，如果Q1的电压高于信号D的电压，比较反馈模块输出的第一输出电压Vout1为高电平；如果Q1的电压低于信号D的电压，比较反馈模块输出的第一输出电压Vout1为低电平。信号Q2同信号C进行比较，原理相同。比较反馈模块对第一信号Q1和第二信号Q2之间的压差进行放大，直至反馈环路增益为1，达到稳定状态。

图4 比较反馈模块具体电路图

压控振荡器在中心频率控制电压Vc的控制下，当频率控制模块的左边支路导通时，右边关断，左边支路对电容C11的一端充电，右边支路对电容C11的另一端放电。反之，左边支路关断时，右边支路导通，左边支路对电容C11的一端放电，右边支路对电容C11的另一端充电；由于信号Q1和信号Q2之间存在电流压差，导致开关管M11和开关管M12上的电流有偏差，经过缓冲模块缓冲和比较反馈模块放大，形成正反馈输入到开关管M13、开关管M14的栅极，导致2个支路的电流差进一步变大，在电容C11上的充放电电流也一直增加。

由于频偏控制电压Vm的变化引起流过电阻R11和电阻R12的电流变化，导致2个支路的电流差的微小变化，电阻R11和电阻R12上流过的电流远小于开关管M11和开关管M12上流过的电流，从而小幅改变振荡频率。

电容C11两端充放电电流的变化引起了振荡频率的变化，直到开关管M11、M12、M13、M14进入深度线性区，整个环路的增益为1，输出稳定的振荡波形。

开关管M11和开关管M12上流过交流电流对电容C11充放电，从而决定了振荡频率的大小，由于流过M11和M12的交流电流大小相等，方 向相 反，｜IM～11｜＝｜IM～12｜，振 荡 中 心 频 率 为 fosc＝，｜IM～11｜∝V2c，fosc∝Vc（其中，fosc为压控振荡调频电路的中心频率，｜IM～11｜为流过开关管 M11的平均电流，C11为电容C11的容值，Vc为中心频率控制电压），即压控振荡调频电路的中心频率和中心频率控制电压Vc成正比。

输出电压Vout1、Vout2的最大频偏和中心频率的比值为：

式中，θp为振荡器输出信号相对于中心频率的最大频偏；VA为频偏调制信号Vm的幅度；KMOD为压控振荡器的音频FM调制系数；KVCO为压控振荡器的频率调制系数；Vaudioin为输入音频调制信号Uf（t）的幅度；AνVGA为自动增益控制模块的增益。

自动增益控制模块（图5）的增益AνVGA受Vc控制，和Vc成正比关系，故，该比值和中心频率控制电压Vc无关。这样可以避免工艺或环境偏差引起的中心频率控制电压变化带来的影响。

图5 自动增益控制模块电路图

4 仿真和测试结果

仿真结果表明，本文中的压控振荡调频电路载波相位噪声性能好，频偏恒定，线性度高。

测试结果表明，本文中的电路性能和仿真结果相吻合，已批量用于电视调频器生产。