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（华北电力大学新能源电力系统国家重点实验室，河北保定 071003）

1 引言

两级式单相非隔离型光伏并网逆变器具有体积小、成本低、效率高等优点，尤其适合应用在光伏发电一体化建筑，家用屋顶光伏发电等小功率光伏发电场合［1-2］。由于传统的单相全桥光伏并网逆变器不具备漏电流抑制能力，国内外的一些专家学者提出了一系列新的拓扑结构来解决漏电流的产生问题。其中，H6拓扑能够有效抑制漏电流产生，且具有优良的并网波形质量和高变换效率［3-4］。

目前，实现电流内环控制的方法很多，主要有PI控制、滞环控制和无差拍控制等［5］。其中PI控制器在跟踪正弦电流指令时会产生稳态误差，电流滞环控制中功率器件的开关频率不固定，使电路工作的可靠性下降，同时也造成了滤波的困难。而无差拍控制是一种数字化PWM控制方法，具有良好的动态响应，并且具有使输出电流快速、准确地跟踪参考电流等特点。本文首先分析了单相H6拓扑电路的工作原理及数学模型。其次，推导了单相逆变系统中无差拍控制算法，并在此基础上提出了基于无差拍控制的单相H6拓扑逆变系统的总体控制策略。最后，搭建了Matlab/Simulink仿真及实验平台，对理论分析结果进行了验证。

2 单相H6拓扑并网逆变系统

2.1 单相H6拓扑电路工作原理

单相H6拓扑光伏并网逆变系统如图1所示。该系统由Boost升压电路、高效率且具备漏电流抑制能力的H6拓扑逆变电路及滤波电路组成。图1中S1～S5为MOSFET开关管；G1，G2为IGBT开关管；D2，D3为续流二极管；L2，L3为滤波电感；C3为滤波电容。

图1 单相H6拓扑光伏并网逆变系统图Fig.1 The system diagram of single-phase H6 topology photovoltaic grid-connected inverter

新型单相H6拓扑的具体工作模式如下。

1）工作模式1，电网电压正半周时，开关管G1一直导通，S2，S5以相同的高频驱动信号导通与关断。G2，S3，S4一直处于关断状态。

2）工作模式2，电网电压负半周时，开关管G2一直导通，S3，S4以相同的高频驱动信号导通与关断。D2和D3为续流二极管。

2.2 H6拓扑逆变系统数学模型

单相H6拓扑逆变系统等效电路如图2所示。

图2 H6拓扑等效电路图Fig.2 The equivalent diagram of H6 topology

图2中，R2，R3分别代表滤波电感 L2，L3的内阻，通常滤波电容C3的内阻较小，可以忽略。iL为流经电感L2的电流，uc为电容两端电压，ig为并网电流，ug为电网电压，ui为 AB 两端的电压。

其状态方程为

其中

其传递函数框图如图3所示。

图3 传递函数框图Fig.3 The block diagram of transfer function

3 并网逆变系统控制策略

3.1 单相H6并网逆变器无差拍控制算法

后级逆变系统的等效电路模型如图2所示，其中，由于流过滤波电容的电流非常微弱，因此在推导无差拍控制算法时忽略其影响。

根据基尔霍夫定律，在第k次采样时刻的逆变系统的电压方程为

式中：iac(k)，uin(k)，uac(k)分别为在采样时刻t=kTs时的并网电流、H6逆变桥输出电压及并网电压的大小；iac(k+1)为并网电流在t＝(k+1)Ts时的数值；Ts为采样周期；L，RL分别为滤波电感值及其内阻大小。

在单极性调制的情况下，升压后的直流母线电压Udc与单相H6逆变桥的输出电压Uin有以下关系

式中：ΔT(k)/Ts为在t=kTs采样时刻的占空比。

因此，式（3）可变换为

将式（5）中的iac(k+1)用参考电流iref(k)代替，便可以得到单相H6拓扑逆变系统的无差拍控制算法，如下所示：

3.2 总体控制策略

如图4所示为基于无差拍控制的两级式单相H6光伏并网逆变系统的总体控制框图。整个的控制部分主要包括3个控制环路，分别为前级的MPPT控制环、后级的直流电压控制环及并网电流控制环。

图4 单相H6拓扑逆变总体控制框图Fig.4 The overall control structure of single-phase H6 topology

前级的Boost升压电路主要有两个作用：一是将太阳能电池板输出的较低的电压升高到400 V左右进行逆变，因为单相光伏并网逆变器比较适合用在功率等级较低的发电场合，其太阳能电池板相对较少；二是方便进行最大功率跟踪控制。其中，MPPT控制环采用电导增量法来调节太阳能光伏电池板的输出电压，进而根据光伏板的功率电压特性保证其工作在最大功率点处。

直流电压外环采用PI控制器控制并网电流环的参考电流幅值，且稳定直流侧电压。同时参考电流信号iref的相角由锁相环电路（phase-locked loop，PLL）获得的电网电压相位角θ给定。并网实际电流iac与参考电流iref的差值、直流母线电压及并网电压经过无差拍控制器的相关运算和SPWM调制后驱动H6逆变桥的开关管，以实现单向光伏并网逆变器的快速跟踪并网控制。

4 仿真研究

为了验证本文提出的基于无差拍控制的单相H6拓扑并网逆变系统的总体控制策略的优越性，本文搭建了其Matlab/Simulink仿真模型。仿真参数如下：光板输入电压DC 110～128 V，Boost升压后的直流母线电压DC 400 V，并网电压AC 220 V，并网电流4.5 A，开关频率20 kHz，并网频率50 Hz，Boost升压电感及滤波电感分别为1.2 mH，2.0 mH，滤波电容为4.7 μF。

为了验证无差拍控制算法跟踪的快速性，设定当系统稳态运行后，在2.3～2.35 s之间，光照强度由1 000 W/m2逐渐下降到250 W/m2，然后保持光照强度为250 W/m2，而在2.65～2.7 s之间，光照强度由250 W/m2逐渐上升到1 000 W/m2，从而观察相关参数的一些变化情况。

图5所示为光照变化期间，光伏并网逆变器输出端的并网电压与并网电流波形。可以看出，并网电流的波形在光照变化的时候能够迅速地发生变化，并且准确地与并网电压的相位保持一致，说明无差拍控制算法在控制并网电流跟踪电网电压的过程中具有很高的准确性与快速性。

图5 光照变化情况下的并网电压与并网电流Fig.5 Grid-connected voltage and current with the change of irradiation

图6所示为升压后直流母线两端的电压波形。从图6中可以看出，在整个光伏并网逆变系统启动的过程中，直流母线电压由于冲击而造成一定的波动，但是很快地能够稳定在400 V左右。同样，在2.3～2.35 s及2.65～2.7 s光照强度发生变化期间，直流母线电压有少许波动，但是并不会影响系统的正常工作。整体来看，直流母线电压的控制也是比较好的。

图6 直流母线电压Fig.6 The DC bus voltage

5 实验结果

根据上述分析与研究，设计了1台3 kW的单相光伏并网逆变器的实验样机，其中，该样机的实验参数为：输入电压DC Upv=200～380 V，升压后的直流母线电压DC Udc=400 V，输出电压AC Ugrid=220 V，输出频率 fac=50 Hz，Boost升压电感L1=1.2 mH，光伏阵列输入电容C1=190 μF，直流母线电容C2=1 500 μF，输出滤波电感L2=L3=1.0 mH，输出滤波电容C3=4.7 μF。此外，核心控制板采用浮点型DSP：TMS320F28335。

图7所示是通过WT3000功率分析仪测量得到的单相光伏并网逆变器的输入电压upv、输入电流ipv、并网电压uac、并网电流iac的波形以及输入输出功率大小P1和P3、效率值η1、并网电流的功率因数值λ3。从图7中可以看出，该样机在功率2.818 5 kW时效率可以达到96.748%，且近似单位功率因数运行，具有较好的性能。

图7 逆变系统关键参数值及并网波形Fig.7 The key parameters and grid-connected waveforms of the inverter system

图8所示是稳态情况下测量得到的并网电流的谐波图。从图8中可以看出其总的谐波畸变率为1.9%，远低于5%的国家标准。

图8 并网电流谐波图Fig.8 Harmonics of grid-connected current

图9所示是采用录波仪测量在输入功率变化情况下的并网电压与并网电流的波形图。实验中，当光伏并网逆变器正常工作时，切掉并联的两路太阳能电池板来模拟光照的突然下降。从图9中可以看出，在模拟光照突然下降的情况下，光伏并网逆变器在采用本文提出的控制策略下具有良好的暂态特性。

图9 输入功率变化情况下的并网电压与并网电流Fig.9 Grid-connected voltage and current with the change of input power

6 结论

本文通过对基于无差拍控制的单相H6光伏并网逆变器控制策略的研究，将该方法应用到3 kW的光伏并网逆变器中，通过仿真和实验可以看出，该控制策略具有良好的稳态特性和动态特性，控制精度高，并网电流波形好，是一种很好的并网控制策略。

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