田晓明,白春风,吴建辉

(东南大学国家专用集成电路系统工程技术研究中心,南京 210096)



一种智能传感器射频前端的低功耗设计与实现

田晓明,白春风,吴建辉*

(东南大学国家专用集成电路系统工程技术研究中心,南京 210096)

叙述了一种应用于智能传感器的低功耗射频前端电路,包括低噪声放大器和下混频器。智能传感器的无线通信一般基于Zigbee协议,Zigbee接收机一般采用低中频的架构以获得灵敏度和低功耗之间较好的折中。主要研究了从提高晶体管跨导效率和提高电流利用效率两个角度实现低功耗的方法,低噪声放大器采用交叉耦合输入的噪声抵消结构,增强了输入管的等效跨导,因而在较低功耗代价下获得了低噪声系数并实现50 Ω阻抗匹配;下混频器采用基于电流放大器的无源混频结构,输入跨导级通过电流复用提高了电流利用效率而输出跨阻级引入跨导增强技术减少了中频电流的泄漏,这使得在同等功耗水平下可以获得更高的线性度,即节省了功耗。讨论了电路设计过程并在TSMC 0.13 μm CMOS射频工艺下进行流片验证,在1.2 V电压下整个前端电路消耗5.4 mW功耗和0.12 mm2芯片面积,仿真结果表明低噪声放大器获得了2.1 dB的噪声系数和小于-30 dB的S11,混频器转换增益为27.7 dB;而芯片测试得到的前端噪声系数为5.4 dB,IIP3达到5.5 dBm,能够满足智能传感器无线通信的需要。

智能传感器;低功耗射频前端;噪声抵消;跨导增强;无源混频器

智能传感器在近几年里获得迅猛发展,它将传感器与微处理机集成在一起,具有采集、处理、交换信息的能力,是传感器集成化与微处理机相结合的产物。智能传感器大量布置在待感应环境中构成一个个节点,这些微型节点通过自组织的方式构成网络。由于智能传感器广泛分布,其通信方式往往是无线的,它可以将采集的信息进行初步处理之后通过射频收发机与计算机进行通信[1]。另外,智能传感器一般用电池供电,因此智能传感器的射频收发芯片追求最低的功耗以及最少的外部元件。基于IEEE802.15.4的Zigbee无线通信技术以其短距离和低功耗的特点在智能传感器中获得了广泛应用[2]。Zigbee无线系统一般工作在2.405 GHz～2.48 GHz频段,共16个信道,其中每个信道带宽为2 MHz,信道间隔为5 MHz,采用O-QPSK调制方式,码率为250 kbit/s,是一种窄带通信系统。

因此,本文介绍了一种低功耗Zigbee射频接收机的前端电路设计,其在整个射频接收系统中的位置如图1所示。对功耗的优化可以通过降低静态电流和降低电源电压两个方面来实现。其中,电流复用和模块融合是降低电流的两种主要技术途径,而降低电源电压通常从电路结构的优化设计着手。本文通过电流复用和电路结构的优化等途径在较低的功耗水平下实现了满足Zigbee通信标准的噪声系数(NF)、线性度以及增益。

图1 所设计射频前端在接收机中的位置

如图1所示,射频前端包括低噪声放大器(LNA)和混频器两部分,本文的LNA设计采用基于交叉耦合共栅结构的噪声抵消技术,交叉耦合因其大大提高了晶体管的效率而实现了低功耗设计。混频器是一种引入跨导增强技术提高线性度的无源混频器结构,其跨导级通过电流复用将电流效率提高了一倍,因而实现了低功耗设计。该设计在TSMC 0.13 μm CMOS RF工艺下实现,在芯片测试中,整个射频前端进行了噪声系数、线性度和接收星座图测试,结果显示性能满足Zigbee射频通信的要求,并且实现了低功耗。

1 电路设计

1.1 噪声抵消型交叉耦合低噪声放大器

图2 共栅低噪声放大器

LNA作为射频接收机的第1级,其输入端需要与天线的50 Ω阻抗进行阻抗匹配以获得最大的接收功率。图2所示为共栅结构LNA的基本结构,其阻抗匹配可以采用L型阻抗匹配网络实现。共栅晶体管的输入阻抗等于晶体管跨导的倒数,其在较宽的频率范围内仍能基本保持不变,这使得宽带阻抗匹配很容易实现[3-4]。

从晶体管的电学特性可知,晶体管的栅极与源极一样可以对输入信号进行放大;同时,待处理信号一般都以差分的形式存在以抑制共模干扰。根据这些特点,人们采用交叉耦合结构来提高晶体管跨导效率,即降低了功耗。如图3所示,输入信号同时施加到晶体管的源极和栅极,理论上可以将等效输入跨导倍增,因此可以降低输入级所需的电流。天线所接收的射频信号通过由电感电容组成的L型匹配网络转化为差分信号Sp和Sn。如图3所示,Sp施加于晶体管M1的源端,同时通过电容耦合至晶体管M2的栅端。同样,Sn施加于晶体管M2的源端,同时通过电容耦合至晶体管M1的栅端。这种交叉耦合结构也可以看作是晶体管M1和M2相互提升了对方的等效跨导,实现了跨导增强的效果。

图3 交叉耦合实现跨导增强的低噪声放大器

晶体管M1和M2具有相同的跨导gm1=gm2且R1=R2,则输出差分电压Vout可以表示为:

Vout=-gm1·(Sn-Sp)·R1+gm2·(Sp-Sn)·R2

=2·gm1,2·(Sp-Sn)·R1,2

(1)

可以得到LNA的增益为:

(2)

从电路的差分增益表达式(2)可知,在不引入更多噪声的情况下,输入管跨导增强了一倍。正如上文所述,LNA的输入阻抗1/gm应当与天线的50 Ω阻抗进行阻抗匹配,也就是说,等效gm应当等于20 mS。然而,如图3所示跨导增强共栅LNA的输入阻抗为1/(2gm),即为实现阻抗匹配所需的跨导仅为共栅LNA的一半。因此,跨导增强共栅LNA可以节省约50%的静态电流功耗。

由上文可知,共栅输入的LNA为实现差分放大器的阻抗匹配提供了一种简单的方法,而且具有高线性度、高稳定度、低功耗的优点,交叉耦合结构的跨导增强效应可以在一定程度上降低电路的噪声系数[5]。然而,图3所示LNA的噪声系数仍然高于3 dB,这直接限制了接收机的灵敏度[6]。为进一步降低低噪声放大器的噪声系数,本文提出了一种采用噪声抵消技术的交叉耦合低噪声放大器,如图4所示。低噪声放大器主体电路采用全差分结构,信号输入端采用交叉耦合的形式。信号从共栅极NMOS管(M1,M2)的栅极和源极交叉耦合输入以实现跨导增强;同时又从共源极NMOS管(M5,M6)的栅极输入以实现噪声抵消,进一步降低LNA的噪声系数。

共栅管M2产生的噪声电流在M4的漏端和M2的源端产生同源反相的噪声电压N1和N2,如图4所示。噪声电压N2通过耦合电容耦合至M5的栅端,经M5反相放大在M3的漏端产生与N2同源反相的噪声电压N22。因此,噪声电压N1和N22为同源同相噪声电压,并且由于电路的差分特性,该噪声电压在输出节点是同源同相的,因而可以实现噪声抵消,通过调整电阻R3、R4和R1、R2的值实现输入共栅管M1、M2的噪声电流的完全抵消。

图4 采用噪声抵消技术的跨导增强共栅低噪声放大器

图5 低噪声放大器中噪声抵消电路的简化结构框图

图5所示为低噪声放大器中噪声抵消电路的简化结构框图。通过计算可以得到电路输出噪声的表达式如式(3)所示。

Vn=gm5·in·Ri·R3-in·(R2+R4)

=in(gm5·Ri·R3-R2-R4)

(3)

式(3)是忽略了寄生电容等因素的影响。由式(3)可知,通过调整电阻R3、R4和R1、R2的值来实现抵消共栅极晶体管M2的热噪声,同理共栅极晶体管M1的热噪声也可被抵消,从而实现进一步降低电路噪声系数的目标。图6和图7分别给出了LNA的噪声系数和S11的仿真结果,在工作频段内分别为2.1 dB和低于-30 dB,表1将本文实现的LNA与已发表LNA进行了横向比较。

图6 低噪声放大器的噪声系数仿真结果

图7 低噪声放大器的S11参数仿真

表1 低噪声放大器的性能比较

1.2 低功耗无源混频器

图8给出了所设计的低功耗无源混频器的系统结构。跨导级将被低噪声放大器放大的电压信号转换为射频电流,跨导级与跨阻级之间的无源混频开关交替工作在截止区和线性区,相当于一个导通电阻,因此跨导级与跨阻级决定了混频器的线性度。跨导级利用电流复用来提高电流利用效率;无源混频开关级不工作在饱和区因而基本不消耗静态电流,并且由于其直接转换的特性而可以获得快的转换速度,但是,同样面临0 dB转换增益和端口隔离度差的挑战;跨阻放大级引入跨导提升技术,增强了其电流吸入能力,因而提升了线性度。下面详述各模块的电路设计。

图8 低功耗无源混频器的系统结构

图9所示为跨导级的电路原理图,信号电压通过电容分别耦合到NMOS管和PMOS管的栅极,NMOS管和PMOS管同时提供跨导,而它们共享同一路偏置电流,大大提高了电流利用效率。PMOS管的偏置施加在栅极,NMOS管以自偏置的方式确定静态工作点。其等效跨导可以表示为gmP+gmN。

图9 输入跨导级电路原理图

无源混频器主要由4个MOS开关管组成,大幅度的本振信号控制开关管的导通与关闭,如图10所示。无源混频器的开关级没有直流功耗[10],这对低功耗应用来说是极具吸引力的。电容C1与C2作为滤波电容滤除经过开关对馈通到输出端的射频电流。本级电路输出中频电流信号,因此下级电路需要具有极小的输入阻抗来吸收电流,下面详细介绍跨阻级电路的设计。

图10 双平衡无源混频开关

无源开关级的输出包含射频和中频电流,射频电流可以被电容C1、C2滤掉,因此后级的跨阻级对中频电流的吸收程度决定了混频器的转换增益和线性度。基于电流放大器的跨阻级电路示于图11,它为中频信号提供了低阻抗节点,从而提高了混合模块的线性度[11]。输入节点阻抗可以表示为

(4)

图11 基于电流放大器的跨阻级电路

我们可以从式(4)中看出输入阻抗随着输入频率的提高而增加。因此,低频信号被吸收到RC负载,而馈通的高频信号被阻断。由跨导放大器产生的电流几乎全被负载所吸收,需要注意的是这个电流信号在双平衡开关之前是射频信号而在跨阻级是中频信号。所以混频器的转换增益可以非常接近2/π·gmR[12],这同时还有利于提高混频器的抗噪声性能,图12和图13给出了噪声系数和转换增益的仿真结果,在频带内分别为12 dB和29 dB。中频跨导提升电路可以在较大频带内极大的降低输入阻抗,因此可以实现很好的线性度,如图14所示,IIP3约-9.5 dBm。

图12 无源混频器的噪声系数

图13 无源混频的转换增益

图14 无源混频器的线性度

2 芯片测试

本设计最终在TSMC 130 nm CMOS射频工艺下实现,图15显示了采用本文提出的接收机前端设计的ZigBee收发机的芯片照片。其中,整个前端电路占有为350 μm×350 μm的总面积,在1.2 V的电源电压下消耗4.5 mA静态电流,实现了低功耗设计的目标。下面分别介绍低噪声放大器和混频器的主要性能测试结果。

图15 前端电路的芯片照片

图16 射频1前端的噪声系数测试结果

本文通过网络分析仪和噪声源得到的整个射频前端的噪声系数测试结果,见图16,在工作频带内约5.4 dB。图17显示了双音测试得到的射频前端IIP3和OIP测量结果,分别为5.5 dBm和33.2 dBm。那么由此可以得到前端增益增益约为30 dB。

图17 混频器的线性度测试结果

对接收前端施加一个中心频率为2.398 GHz信号强度为-40 dBm码率为250 kbit/s的QPSK调制信号作为测试信号以验证接收质量。图18给出了在混频器输出端得到的接收星座图和输出频谱,可以看到解调码元十分集中清晰。

图18 接收机的星座图与接收频谱

3 结论

本文设计了应用于智能传感器无线通信的低功耗2.4 GHz ZigBee射频前端,主要通过提高晶体管跨导效率和电流利用效率来降低功耗,另外混频器的中频跨阻级通过跨导提升技术以较低的功耗代价提高了转换增益和线性度。整个前端功耗为5.4 mW,而测试结果和接收星座图表明了较好的通信质量。

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田晓明(1975-),男,博士研究生,主要研究方向为射频与模拟集成电路设计,daran.tian@gmail.com;

白春风(1987-),男,博士研究生,主要研究方向为射频与模拟集成电路设计,404252908@qq.com;

吴建辉(1966-),男,教授,博士研究生导师,主要从事射频与模拟集成电路设计和混合信号集成电路设计等方面的研究,wjh@seu.edu.cn。

DesignandImplementationofLowPowerRFFrontEndAppliedinIntelligentSensor

TIANXiaoming,BAIChunfeng,WUJianhui*

(National ASIC system engineering research center,Southeast University,Nanjing 210096,China)

A low power RF front end,which includes low noise amplifier(LNA)and down mixer,is employed in an intelligent sensor. The wireless communications of intelligent sensors are based on Zigbee protocol,and a Zigbee receiver generally uses low IF architechture to obtain a good trade-off between high sensivity and low power. Proposed LNA adopts a common gate(CG)noise cancelation structure and employs‘gmboost’technique to achieve a low noise figure(NF)for a low power consumption and a simplified impedance matching net. Passive architechture is employed in the design of down mixer with both the input transconductance stage and the output transimpedance stage reducing power consumption by employing‘gmboost’technique. Besides,passive mixing switch consumes no quiescent current,which also contribute to the low power design. The design is implemented in TSMC 0.13 μm CMOS RF technology with the circuit consuming 0.12 mm2active area and 5.4 mW power at the supply of 1.2 V. Simulation results reveal that LNA achieves a performance of 2.1 dB NF andS11below -30 dB,as well as the mixer obtains 27.7 dB conversion gain. What’s more,5.4 dB NF and 5.5 dBm IIP3 is measured in the test of RF front end,which is competent for intelligent sensor applications.

intelligent sensor;low power RF front end;noise cancellation;gmboost;passive mixer

2014-07-04修改日期:2014-08-26

10.3969/j.issn.1004-1699.2014.10.005

TN942

:A

:1004-1699(2014)10-1326-06