刘一帆，姚兆虎，牛孝如，冯德仁

(安徽工业大学 电气信息学院，安徽 马鞍山243032)

0 引 言

近年来，随着电力电子技术的迅速发展，越来越多的电力电子装置被应用到各个领域，使得大量的无功电流和谐波电流注入电网，严重影响整个电网经济、安全的运行，因此对电力谐波的实时补偿变得越来越重要［1］。

有源电力滤波器APF (Active Power Filter)是一种新型的谐波及无功动态补偿装置［2］，最早于20 世纪60年代提出，90年代后获得广泛的应用，从日本、美国等国开始，并主要集中在并联型APF。有源电力滤波器与传统的无源电力滤波器 (PPF)相比较，具有响应速度快、补偿效果好和能够实现动态补偿的优点。在实现大功率有源电力滤波器的方法已取得了不少的研究成果［3］，本文研制的150 kVA 有源电力滤波器，主电路由两个模块化PWM 变流器单元组合实现，控制部分采用DSP 为核心的控制方案，谐波电流的检测采用了改进的基于时域的电流检测算法，以获得良好的动态响应性能和灵活的补偿目的。

1 并联型有源电力滤波器双重化基本原理

1.1 主电路结构

双重化主电路是两组逆变器以并联方式运行。采用双重化主电路，可以实现有源电力滤波器的大容量，还可以提高有源电力滤波器的等效开关频率，从而改善补偿电流的跟随特性。与通常采用器件串并联、多台独立的有源电力滤波器并联使用来解决电力滤波器的大容量的方案相比，等效开关频率的提高，而单个器件的工作频率可以降低，这样既可以降低对器件工作频率的要求，又可减少器件的开关损耗，同时又可节约成本。双重化的三相四线制主电路结构如图1 所示。

图1 双重化的三相四线制主电路结构Fig.1 Main circuit of dual three-phase four-wire system

显然，如图1 所示的双重化的三相四线制主电路中，除容量倍增外，在单个器件的工作频率不变的条件下，其等效开关频率也得到倍增。

1.2 SPWM 的多重化

减小谐波含量是有源电力滤波器的一个重要的设计目标，为了能在不改变载波频率的同时进一步降低SPWM 的谐波含量，可以采用相移载波的PWM 方法，该方法原理是:采用同一个调制波对载波进行相移［4］，例如一个m 电平的变换器，每相采用m －1 个具有相同频率和相同峰值的三角载波与同一个调制波相比较，则m －1 个三角载波之间依次相移360°/ (m －1)。由于相邻的载波之间有一个相移，这一相移使得所产生的SPWM 脉冲在相位上错开，从而叠加输出的SPWM 波等效开关频率提高到原来的m － 1 倍，因此可以在不提高开关频率的条件下，大大减小输出谐波。PWM 逆变电路多重化联接方式有变压器方式和电抗器方式，本文采用的是如图1 所示的电抗器联接实现二重PWM 逆变。电路的输出经过两个电抗器后联结于一点，再经过LC 滤波后输出。在此结构中需将载波相互错开180°，图2 为双重化载波信号。

图2 双重化的载波信号Fig.2 Dual carrier signal

2 谐波提取及其控制策略

2.1 基于DSP 技术的三相软件锁相环

由于需要采用相移载波的PWM 方法降低SPWM 的谐波含量，因此需要采用三相软件锁相技术，三相软件PLL 的基本结构框图如图3 所示。图中虚线框内的坐标变换为鉴相器，Cpll为比列积分环节，积分环节1/s 为压控振荡器，ωff为压控振荡器的固有频率，此处ωff=100π (电网额定频率)，各项功能都由DSP 完成。电网电压经坐标变换后得到usq，使之与u*sq=0 逼近，再经过环路滤波器后改变压控振荡器的振荡频率。在用DSP 实现时，一般采用DSP 内部定时器的循环计数来产生同步信号、实现压控振荡器和分频器的功能，因此可通过改变定时器的周期或最大循环计数值的方法来改变同步信号的频率和相位。

图3 三相软件PLL 结构框图Fig.3 Structure diagram of PLL

2.2 基于瞬时无功功率理论的谐波检测法

本文采用基于瞬时无功功率理论的电流ip-iq法计算谐波和无功指令电流，电流ip-iq 法的框图如图4 所示。

图4 谐波电流提取流程图Fig.4 Flow chart of drawing harmonic current

上述基于同步旋转park 变换的电流ip-iq 法，该方法应用于补偿三相四线制负载的有源电力滤波器。它是从实用的角度来进行设计的，所以对于实际的产品有更为广阔的应用空间。它的优点就是通过一系列的计算就可以检测出除基波以外的任意次谐波。方便快捷，而且通过软件编程的方式也很容易实现。

2.3 直流侧电压稳压控制策略与低通滤波器设计

由瞬时无功功率理论可知，以三相电网相位为参考，逆变器输出基波电流在d 轴上的分量为正，则电容能量流向电网，电容电压下降;反之则电网电能流向电容，电容电压升高。这为直流侧电压控制提供了依据。另一方面，如果流出电容中性点的电流为正，电容中点电势将会下降;反之则电容中点电势将会升高，这为电容中点电压控制提供了依据。本文针对稳定直流侧电压和进行零序电流补偿，提出的控制算法如图5 所示，电网相位角θ 来自电网电压锁相环输出，直流电压经过PI 调节后得到一个用于补偿直流电压波动的基波电流补偿分量Ia1，Ib1，Ic1。负载补偿电流给定是来自谐波检测环节的输出，用于补偿负载侧谐波电流，本文不加赘述。中点电压波动经过一个2 V 宽度的滞环调节器后经P 调节控制输出，得到一个抑制中点电压波动过量的零序电流补偿量。由于逆变器需要对高次谐波有较快的补偿，为此加入电流信号微分前馈以提高系统的快速反应性。由于电容电压变化速率比电感电流慢很多，为了使系统更加稳定，同时减小直流电压尖峰引起的系统性干扰，工程上直流电压环的调节速度为电流环速度的10 倍［5］。

图5 直流侧电压优化控制结构图Fig.5 Control structure diagram of voltage optimization on DC side

由于并关器件固有特性，直流侧电压往往存在电压尖峰，给直流电压控制带来较大干扰，甚至带来更大的尖峰，为此参与控制的电压UPO和UOD都是来自低通滤波器的输出。本文采用巴特沃斯二阶低通滤波器，采样频率为10 k，截止频率设为500 Hz。其Z 域传递函数如式 (1):

化为差方分方程:

2.4 给定电流微分前馈

给定电流微分前馈以补偿输出电感势以加快系统的反应速度，简单的微分前馈有可能给系统带来潜在的振荡风险，所以考虑在微分的基础上再加上一个较大时间常数的一阶惯性环节，如果控周期为T =0.000 1 s，设计一阶惯性环节的时间常为100T。以a 相为例，其给定电流微分前馈传递函数如下:

以双线性变换方式离散化后:

化为差分方程:

3 控制系统的设计

本系统以DSP 为控制核心，选用TI 公司TMS320F2812 控制芯片，实现电流与电压的采样、软件锁相、谐波指令电流的计算以及系统的过压过流保护等，程序主流程图如6 所示。

图6 APF 主程序的流程图Fig.6 Flow chart of the main program

主程序首先对系统的各种资源进行初始化后启动定时器0 计时，在使能全局中断以后，进入循环，以等待中断的发生。

中断服务子程序主要完成APF 控制系统的整个控制算法，它包括AD 采样控制、电网频率的测量、指令电流的生成、计算双重化三相桥上桥臂 (IGBT)的开通时间、PWM 指令的输出等。

控制系统采样频率为10 k，由EVA 与EVB同时实现两组PWM 波的输出，EVA 与EVB 的三角载波相差180°，从而可以得到图2 所示的双重化载波信号。

4 实验结果

系统选择了两块三凌智能功率模块 (IPM)型号为PM300PLA120，设计了一台容量150 kVA的有源电力滤波器。滤波电感值0.3 mH，电容参数为4 700 uF/450 V，用6 个电容采用两串三并的结构，同时给每个电容上并一个旁路电阻33 k/10 W，给定直流母线电压730 V，输入为380 V 三相四线制交流电。测得三相四线制负载的THD 为27 %左右，总电流大小为600 A。补偿前电网侧三相电流波形如图7 所示，补偿后的电流波形基本上为正弦波，THD 为2.8 %，电网侧三相电流波形如图8 所示，用FLUCK435 测得的补偿前电网侧三相电流柱状图如图9 所示。补偿后电网侧三相电流柱状图如图10 所示，效果比较显著。

图7 补偿前网侧电流波形Fig.7 Current waveforms of power grid before compensation

图8 补偿后网侧电流波形Fig.8 Current waveforms of power grid after compensation

图9 补偿前网侧电流柱状图Fig.9 Current bar chart of before compensation

图10 补偿后网侧电流柱状图Fig.10 Current bar chart of after compensation

5 结 论

针对大容量有源电力滤波器的实现问题，本文利用两个模块化的PWM 主电路实现有源电力滤波器容量的扩充。采用了载波移相双重化技术，在不提高逆变桥的开关频率与保持主电路拓扑结构的前提下获得高的等效开关频率，以及可以减少系统输出的高次谐波含量。实验结果表明，基于DSP 的控制系统实现了对双重化有源电力滤波器的有效控制，基于该系统的有源电力滤波器具有很好的补偿效果。

［1］王兆安，杨君，刘进军.谐波抑制与无功功率补偿［M］.北京:机械工业出版社，1998.

［2］陈国柱，吕征宇，钱照明.有源电力滤波器的一般原理及应用［J］.中国电机工程学，2000，20(9):17 －21.

［3］李琼林，刘会金，孙建军，等.大容量有源滤波器的拓扑结构分析［J］.高电压技术，2006 (2):70－74.

［4］张仲超，张劲东.特大功率组合变流器的相移SPWM 技术［J］.电工技术学报，1997，12 (2):27－31.

［5］常鹏飞，王彤，曾继伦.三相四线有源电力滤波器控制算法仿真研究［J］.继电器，2005 (9):43 －49.