陈可钦，王永恒

（1.中国海洋石油总公司，北京100010；2.哈尔滨工程大学，黑龙江 哈尔滨150001）

0 引 言

应答器作为现代水声设备，在水下定位、潜艇导航和海底地形监测等领域发挥着重要作用。在实际应用过程中，要求应答器具有体积小、作用距离远、宽频带、待机时间长和可靠性高的特点。水声发射机是应答器的重要组成部分，同样也是系统耗电量最大的部分，其性能优劣直接影响到应答器系统的作用距离、工作时间和系统性能。通常情况下，应答器多采用电池供电，传统的水声功放多采用甲乙类或乙类功放，具有体积大、效率低发热量大的特点，不适用于水下应答器。因此，本文针对某应答器的实际使用要求，设计实现了一种采用推挽式D类功放电路，完成的电路小体积、高效率并具有待机功能。水池和湖试试验表明：电路各项指标满足设计要求，工作稳定可靠。

1 发射电路系统组成

通常发射电路主要由整形保护电路、驱动电路、功放电路和匹配电路组成，如图1所示。系统CPU给出发射信号经整形保护电路整形和保护以后输出给驱动电路，驱动电路将信号进行处理后，驱动功放管有效工作；功放电路完成对小信号的功率放大；匹配网络实现功放与换能器间的阻抗匹配以及对信号的滤波；换能器最终将电信号转换为声信号，向水中辐射声波。

图1 发射电路组成框图

2 发射电路整体设计

由应答器实际应用需要，得到发射系统的主要技术指标如下：

（1）声源级：SL≥190dB；

（2）换能器发送电压响应：131dB ref＠1μPa 1m；

（3）工作频率：8kHz～16kHz；

（4）工作电压：24V；

（5）信号脉宽：25ms；

（6）信号周期：1s；

（7）电源：可充电锂电池，输出电流2A。

根据声源辐射声功率与声源级SL之间的关系可以得出换能器的辐射声功率。具体表达式如下：

式中，Pa为换能器发射声功率；DI为发射指向性指数。本系统换能器指向性指数为DI＝3dB。

通常压电陶瓷换能器的电声换效率约为η换能器≈30%，则本论文中应答器功放输出的电功率约为133 W。由电源功率和换能器辐射声功率的转换关系可知，系统电源功率的大小完全取决于功放的效率。因此功放采用何种电路形式对系统起着重要作用。

2.1 方案选择

一般情况下，传统水声功放主要分为线性功放和非线性功放（D类功放）。在传统的声纳系统中，多使用B类和AB类线性功放对待发射的水声信号进行功率放大以保证其线性度，但其理论功率转换效率为78.5%，而实际的工作效率在50%～70%之间，由此带来功耗、散热、体积、重量等一系列问题。D类功率放大器的功放管工作于开关状态，理论上功率转换效率值为100%，典型值为85%，因此可有效减小功放的尺寸和重量，降低对系统电源的要求。故应答器发射电路采用D类功放。

D类功率放大器多采用推挽式和全桥式的拓扑结构。推挽式功率放大器一般应用于功率＜500W的情况，全桥式D类功率放大器则一般应用于功率容量＜1 000W的情况。结合应答器的功率要求可知，推挽式功率放大电路即可满足设计指标。假设实际D类功放的转换效率约为75%，则应答器电源输出功率约为177W。

目前，D类功放多用于音频电路，多将信号进行调制处理。常用的调制方式有两种：脉冲宽度调制（PWM）和脉冲密度调制（PDM）。由于本应答器无需调整发射功率，因此本文设计时未采用调制方式，即：发射信号的频率为发射电路的工作频率。此方案可降低因高频调制信号而带来的功放管开关损耗；减小由于加入死区时间而带来的能量损失，亦可避免由于调制方式导致功放管过窄的导通时间，提高发射电路的可靠性。

2.2 主电路设计

D类功放中通常采用增强型场效应管（MOSFET）作为功率元件，相比于双极型功率晶体管功率MOSFET具有开关速度高、导通电阻小、驱动电路简单且与负载电流无关、无二次击穿特性等优点。实际应用中采用IR公司的N沟道功率场效应管IRF540N。其UDSS＝100V；ID＝28A＠25℃；导通内阻44mΩ。

理论上，功率MOSFET栅源电压UGS只需高于阈值电压就可导通而不需要电流，但功率MOSFET栅源极与栅漏极之间存在寄生电容，而驱动功率MOSFET就是对寄生电容的充放电，因此输入驱动信号需要能提供一定电流以快速对电容充放电，达到减小功率MOSFET开关损耗并提高功率MOSFET开关速度的目的。目前，市场上集成驱动芯片性能优良、可靠性高且使用方便，文中最终采用MICREL公司的单路输入输出驱动芯片MIC4422完成设计，驱动电流峰值：9A，工作范围：4.5V～20V，延迟时间30ns，满足系统要求。

电路设计过程中为了降低应答器待机功耗，发射电路中采用具有停机功能的台湾P－DUKE电源模块LCD15－24S12W为逻辑和驱动电路供电。其效率高达87%；最大电流输出1 300mA；待机功耗约为20 μA。

如图2所示，为了提高电路的稳定性及可靠性，在功率MOSFET的栅源极间加入稳压管，以保护栅极；在功率MOSFET的漏源极加入100V（D2、D6）稳压管，防止因功放非阻性负载而导致的尖峰电压击穿功率管；电路中使用 RDC（R4、V1、C5）组成的吸收回路，防止在功率MOSFET关断时，由变压器漏电感引起开关管集电极电压突然升高引起功放管击穿，同时亦可减小发射电路工作在开关状态下产生的较高EMI辐射。

变压器的设计在本系统的设计过程中十分关键，既要保证足够的功率容量和开关速度，又要力图做到小体积和低功耗。本设计采用日本TDK公司的PC40磁性材料的P36／22型磁芯，其具有较高的功率容量、导磁率低的特点。变压器在实际制作时，应具有足够的初级电感量以保证工作信号低频段的正常工作；若变压器的工作频率较高时还应考虑到电流集肤效应导致的变压器发热，此时可采用多股线解决；还应注意变压器的制作工艺，如绝缘和浸渍，以保证良好的稳定性和可靠性。

图2 发射电路主体电路图

2.3 散热考虑

由以上论述可知，发射电路输出功率：177W，发射信号长度：τ＝25ms，电源电压24V。当发射机发送脉冲信号时，假定功率管工作在最坏情况时，功率管上管压降UDS为2V，流过功率管的最大电流Imax为7.4A，由于发射机采用半桥推挽放大电路形式，则功率管必须消耗的脉冲功率P为：

考虑到发射机以脉冲形式向外发送信号，则单个功率MOSFET消耗的平均功率为ˉP：

式中，P为单个功率管消耗的脉冲功率，τ为脉冲宽度，T为脉冲重复周期。

查找IRFB540N数据手册可知，TO－220AB封装下功率管的最大节温为175℃，节与外壳之间的热电阻为RθJC＝1.15℃／W，节与环境之间的热电阻为：RθJA＝62℃／W。

假定功率管周围空气最高温度为40℃，通过上面公式计算，功放管的结温约为52℃，远小于175℃。因此在设计中为了减小电路体积，功率MOSFET未进行散热处理。

2.4 储能电容

考虑到发射电路具有瞬时功率较大，平均功率较小的特点。如果用24V锂电池电源直接给电路供电则无法提供足够的瞬时功率，设计中采用大容量蓄能电容的方案为发射单元提供瞬时大电流。由设计指标可知：发射功率为177W，最大发射脉冲宽度为25 ms，充电锂电池放电电流为2A，允许5%的电压衰落，则蓄能电容容量：

系统最终采用松下公司生产的两个33 000μF的电解电容完成设计。

3 匹配网络设计

常用的压电换能器属于电容性负载，其阻抗特性随频率的变化而变化，因此需要在功放与换能器之间加入匹配网络，提高功放的工作效率。即采用外加电抗性元件调节水声换能器的输入电抗，使得电抗趋近于零。

压电换能器在谐振频率附近可以看作集总参数系统，等效电路如图3（a）所示。其中：C0为换能器静态电容；Rf为机械阻反映到电端的电阻；Lf为动态电感值；Cf为动态电容值。图3（b）、（c）分别为换能器的并联等效电路和串联等效电路，RL为换能器并联电路等效阻抗，R＇L为换能器串联电路等效阻抗。工程中常采用串联匹配、并联匹配和宽带匹配完成设计。

3.1 串联匹配

串联匹配电路示意图如图4所示。对于串联调谐，需要先把换能器等效电路由并联形式变为串联形式。并串转换前后各元件值之间的关系为：

图3 换能器等效电路

图4 换能器串联匹配电路

式中，ωs为换能器的固有谐振频率。

3.2 并联匹配

图5 换能器并联匹配电路

综合以上分析可得出下面结论：

（1）串联匹配相比并联匹配具有更小的电感量，因此有利于减小匹配网络的体积和重量，但当（ωSCORL）2≫1时，LP≈LS。

（3）采用串联调谐后，换能器发送响应呈现双峰状态系统带宽变窄；而并联匹配后带宽特性略低于串联匹配。

3.3 宽带匹配

串联匹配和并联匹配均属于窄带匹配仅在某个频率点将换能器调谐为纯阻，但换能器通常工作在一定频率范围内，因此需要匹配网络在换能器工作的频带内接近于纯阻。工程上通常采用串联匹配电感LP和并联匹配电感LS组成的宽带匹配网络，如图6所示。

图6 宽带匹配电路

在网络的高频段LP电感值较大，相当于开路，LS与CO组成串联回路对网络高频进行补偿；在低频段，LS的感抗随频率降低而下降，CO容抗随频率降低而增大，因此电路逐渐呈现容性，此时LS和LP串联后与静态电容CO组成并联谐振回路，完成对电路低频段的匹配。LS和LP计算公式如下：

对于实际使用的换能器而言，本论文对三种匹配电路均进行了验证，结果如下：

（1）由于换能器本身的阻抗特性，（ωSCORL）2≫1，因此串并联匹配电感的大小基本相同；

（2）并联匹配的带宽略好于串联匹配；

（3）宽带匹配的性能同并联匹配相近。

因此并联匹配方式兼顾了系统带宽性能和体积尺寸，综合考虑本文采用并联匹配方式完成网络设计。

4 水池和湖试

在实验室条件下，令发射电路正常工作，工作频率12kHz，利用电流环观测电源输入和发射电路输出电流波形幅度。计算得到发射电路的效率约为83%；整体电路在待机情况下的静态功耗为20μA。

系统在消声水池进行声源级测试。利用RESON公司的标准水听器TC4040，接收灵敏度为－206dB，应答器距离标准水听器为2m，由示波器接收到8 kHz～16kHz的信号峰峰值由mV到mV。根据以下公式得出系统声源级，计算的结果如图7所示。

图7 声源级曲线

图8 某定位系统定位结果

使用该发射电路的应答器于2012年8月在吉林松花湖进行了某定位系统的定位实验，实际的定位结果如图8所示。曲线为船航行轨迹，圆点为实时解算出的应答器位置。整个实验过程中应答器工作稳定，声源级满足要求，信号无异常情况。

5 结束语

本文设计实现了一种应用于应答器的发射电路，与传统的水声功放电路相比，该电路采用推挽式D类功率放大器作为主体方案，结合实际换能器阻抗特性完成了阻抗匹配，实现了电路的小体积和高效率；同时该电路具备待机功能，有效降低应答器的待机功耗，延长了应答器的工作时间。实验室测试和湖试表明：在工作频率12kHz时，发射电路整体效率可达83%；待机功耗20μA；声源级达到190dB；满足应答器技术指标，具有一定的工程使用价值。

［1］丁继胜，吴永亭，唐秋华，杨 龙.超短基线水下定位系统通信接口的实现方法［J］.海洋测绘，2006，26（2）：49－51.

［2］俞宏沛，袁崇尧.换能器与发射机的阻抗匹配［J］.声学技术，1991，10（1）：22－28.