一种高线性短波宽带混频器的设计
2012-09-03朱海涛许唐红
朱海涛,张 弘,许唐红,王 东,兰 敏
(四川大学电子信息学院,成都 610064)
1 引 言
近年来,随着射频集成电路(RFIC)的飞速发展,短波通信设备也向着高集成度、高性能和低功耗的趋势发展。然而,短波信道干扰多以及空间信号幅度差异极大给短波接收机的发展带来了挑战,特别是短波宽带接收机更要求较高的线性度。
混频器作为射频接收前端的核心部分之一,其性能至关重要[1]。混频器的线性度已经成为影响短波宽带接收机性能的关键因素之一。目前混频器的种类繁多,场效应管混频器以其低成本、低功耗以及易集成等显著优势成为市场的主流[2],双平衡混频器也因为其优异的性能成为广大工程师首选的电路结构,双平衡MOS吉尔伯特型混频器就是一个经典的范例[3]。CMOS技术的进步使得单片混频器芯片的性能不断提高,然而面对短波通信的高线性要求,仍然没有性能理想的全集成芯片可供选择。本文采用双平衡的电路结构形式,对输入、输出电路进行阻抗匹配,用开关型场效应管实现高线性的短波混频器设计,通过调整场效应管的沟道宽度及偏置电压优化混频器性能指标。
2 电路设计
2.1 场效应管的开关功能
场效应管是依靠多数载流子工作的器件,没有少数载流子存储效应,非常适合高速工作的要求[4]。场效应管输入电压信号的线性动态范围大、噪声系数低,适合用于高线性度的电路设计[5]。基于场效应管的众多优点,结合MOSFET沟道长度调制效应的特点,本文选择使用N沟道增强型场效应管设计开关管。N沟道增强型场效应管的工作状态一般分为3个区:截止区、非饱和区和饱和区[6]。当VGS
2.2 混频器开关单元设计
混频器开关单元电路如图1所示。场效应管M1～M4组成两对开关管,本振信号通过开关管栅极引入,射频信号直接加在开关管的源极,中频信号从开关管的漏极输出。本振大信号驱动两对管交替开关,达到混频的目的。
图1 开关单元电路Fig.1 The switch cell circuit
漏极偏置电压通过串联10 kΨ的电阻加在各开关管的漏极,栅极偏置电压直接加在各开关管的栅极,衬底偏置电压直接加在各开关管的衬底端,通过调整开关管的各个偏压选择合适的静态工作点。要使两对管成为理想的开关,本振信号应该是理想的方波,但是这种射频方波信号在实际电路中很难实现,通常采用幅度较大的正弦信号代替。当本振信号足够强,两对管可以近似为理想开关,在本振信号的正半周期内,M1、M2导通,M3、M4截止;而在负半周期内,M3、M4导通,M1、M2截止。经过开关管的作用后,大幅度的正弦本振信号可以近似为方波信号[7]
其中,VLO是本振信号的幅度,sgn[cosωLOt]是一个幅度为1、角频率为 ωLO的方波信号
将方波信号sgn[cosωLOt]进行傅里叶变换,可得
方波信号由本振信号的各奇次谐波组成。
假设输入的射频信号为正弦信号
混频器输出电流
其中,IRF为射频信号的幅度,ωRF为射频信号的角频率,ωLO为本振信号的角频率。由式(5)可知,混频器的输出仅由本振频率各奇次谐波与输入射频信号的和频与差频成分组成,实现了混频器的变频功能,在混频器的输出端通过中频滤波器选择所需的中频信号。由于混频器采用双平衡结构,而且信号采用差分形式,因此输出频谱中包含有较少的毛刺成分,有利于提高混频器的线性度。
2.3 输入、输出电路设计
本文中的混频器带宽较宽,而且信号采用差分形式,要求输入、输出匹配网络不但要覆盖整个宽频带,而且还要完成单端与双端之间的转换。传统的L型、T型以及π型匹配网络是基于单频点的匹配方法,在匹配频点性能较好,整个频带内插损较大。如果还要用LC器件实现单端与双端之间的转换,损耗更大。传输线变压器不仅能实现超宽带阻抗变换,而且插损很小,还能实现单端与双端之间的转换。
本振信号从开关管的栅极输入,本振信号幅度的大小直接决定了开关管的导通、截止状态,对混频器的线性度、噪声系数、变频损耗等指标有决定作用。本振信号输入端要保证阻抗匹配,减小本振信号的损耗。本振信号端的输入阻抗随开关管的偏置电压和沟道宽度变化较小,在71.5～100MHz范围内,阻抗值保持在 780-j17.5 Ψ～ 780+j36.2 Ψ之间。本振输入阻抗的电抗与电阻相差近20倍,为实现宽带匹配,本文主要考虑电阻的匹配,采用一个单端到单端的变压器与一个单端到双端的变压器串联实现本振输入电路设计。本振输入电路如图2所示,在TF2的输出中间端口加入一个隔直电容,开关管的栅极偏压通过TF2的 A点加入,这样不影响本振差分信号的平衡输入。图3给出了本振输入电路在71.5～100 MHz范围内的S21和S11曲线。从图中可以看出,在该频段内,S21均大于-0.001 dB,S11均小于-36 dB,较好地实现了阻抗匹配。
图2 本振输入电路Fig.2 The LO input circuit
图3 本振输入电路的S参数Fig.3 The S-parameters of LO input circuit
射频信号幅度较小,如果在输入端口的损耗过大,将直接影响混频器的变频损耗、噪声系数等指标。射频信号端的输入阻抗随开关管的偏置电压和沟道宽度变化较大,在1.5～30 MHz范围内,电阻最大值与最小值相差3个数量级,电抗最大值与最小值相差2个数量级,电阻值比电抗值小3个数量级。由于射频信号端输入阻抗值变化较大,阻抗匹配难度较大,本文采用传输线变压器实现单端到双端变换,适当控制射频输入电路的损耗。
中频信号输出阻抗较高,电阻随开关管的偏置电压和沟道宽度变化较小,近似20 kΨ,电抗随开关管的偏置电压和沟道宽度变化较大,最小值与最大值相差20倍以上。尽管电抗值变化较大,但是最大值也比电阻值小5倍以上,本文仍然主要考虑电阻的匹配,采用一个双端到单端的变压器与两个单端到单端的变压器串联实现中频输出电路设计。中频输出电路如图4所示,在TF5的输入中间端口加入一个隔直电容,防止漏极偏压短路。图5给出了中频输出电路的S21和S11曲线。从图中可以看出,70MHz中频处,S21为-0.214 dB,S11为-13.171 dB。
图4 中频输出电路Fig.4 The IF output circuit
图5 中频输出电路的S参数Fig.5 The S-parameters of IF output circuit
2.4 混频器整体性能优化仿真
本文使用的N沟道增强型场效应管参数众多,已有较多文献给出了MOSFET的分布电阻模型、分布电容模型以及计算方法[8],这里不再赘述。本文通过改变MOSFET沟道的长宽比以及偏置电压来优化混频器的性能。对于特定工艺的MOSFET一般选择固定沟道长度,通过改变沟道宽度实现长宽比的变化,本文采用0.25 μ m工艺的MOSFET,沟道长度固定为0.6 μ m 。
通常混频器的设计中需要将输入三阶截点、变频损耗、噪声系数等指标之间进行折衷来实现整体设计的最佳性能。本文先考察混频器的输入三阶截点和变频损耗,然后再逐步分析混频器的其他技术指标。开关管的沟道宽度、栅极偏置电压、漏极偏置电压、衬底偏置电压以及本振功率都是影响混频器性能的关键因素。先限定这几个关键参数的优化范围:开关管的沟道宽度为 20～200 μ m,栅极偏置电压和漏极偏置电压为0～12 V,衬底偏置电压为-12～0 V,本振功率为10～30 dBm。通过ADS软件的优化功能,将这5个参数设置为优化变量,对混频器的输入三阶截点和变频损耗指标进行优化。通过多次优化,最后选取沟道宽度为170 μ m,栅极偏置电压为3 V,漏极偏置电压为7V,衬底偏置电压为-5 V,本振功率为27 dBm。
优化所得输入三阶截点如图6所示,在射频输入为22.5 MHz时最大,为60.423 dBm;在射频输入为1.5 MHz时最小,为43.702 dBm,输入三阶截点在整个工作频带内虽然变化较大,但都满足大于40 dBm的设计要求。变频损耗如图7所示,在射频输入为30 MHz时最大,为5.619 dB;在射频输入为19.5 MHz时最小,为5.579 dB,最大值与最小值相差仅0.04 dB,变频损耗在工作频带内变化较小。
图6 输入三阶截点随射频频率变化曲线Fig.6 Input IP3 vs.RF frequency
图7 变频损耗随射频频率变化曲线Fig.7 Conversion Loss vs.RF frequency
在整个工作频带范围内,双边带噪声系数小于1.1 dB,单边带噪声系数都小于4.3 dB,1 dB压缩点高于12 dBm。
3 电路实现与测试
该混频器是采用双平衡结构,实际电路设计中应控制差分信号的相位延迟相同,保证混频器的平衡性。另外,由于4个开关管的物理参数存在细小的个体差异,对混频器的平衡性有一定的影响,电路设计中可以加入一些辅助元器件用于调节混频器的平衡性。由于实际应用的系统只提供+12 V、-12 V电压,场效应管的偏置电压通过分压电路实现。实际制作的混频器如图8所示,实测输入三阶截点和变频损耗分别如图9和图10所示。整个工作频带内,实测输入三阶截点高于40 dBm,变频损耗小于7 dB,1 dB压缩点高于12 dBm,单边带噪声系数小于7 dB。尽管实测数据与仿真结果存在一定的差距,但是基本满足了实际应用。
图8 混频器照片Fig.8 Photo of the mixer
图9 实测输入三阶截点Fig.9 The test result of input IP3 vs.RF frequency
图10 实测变频损耗Fig.10 The test result of Conversion Loss vs.RF frequency
4 结 论
本文采用双平衡场效应管结构和阻抗匹配技术设计了一种适用于超宽带短波接收机的高线性混频器,借助仿真工具优化了电路参数,在基本不影响混频器其他参数的条件下,输入三阶截点在宽频带范围内高于40 dBm,基本满足了超宽带短波接收机的应用。但该混频器也存在有待改进的地方:输入、输出电路没有实现理想的阻抗匹配,实际应用中需考虑中频输出电路与接收机中频滤波器的阻抗匹配;应充分考虑电路的物理结构和工艺的影响,改善电路的相位平衡性,提升混频器的整体性能。
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