黄占伟，周 娟，谢承旺

（1.江西省宜春市科学技术情报所，江西宜春336000；2.华东交通大学软件学院，江西南昌330013）

随着高频开关电源技术的不断发展，对电源设计提出了越来越高的要求[1-3]。电源设计不仅要满足电源负载设备的一般性参数要求，更重要的是要设计出高效率的电源产品，满足节能，低碳，环保，低成本和高可靠性电源的要求。因此，效率设计是电源设计中的一个关键参数[4-5]。

在优化效率设计过程中，主开关电路已经大量采用了各种优化拓扑结构，这一定程度上提高了电源效率，但是，如果二次侧仍然采用普通二极管整流电路，将影响效率的提高，尤其是在数字化电源负载要求日益增加的情况下，低压大电流输出的应用，将使普通整流电源效率很低。

用普通整流电路，其整流管是串联在电源主输出回路中的，其压降一般为0.8 VDC（直流电压）[6]。以132 W 3.3 V/40 A输出的电源为例（参见4.2.5），整流电路功率损耗为51.751 W，可见普通整流的功率损失非常大。采用同步整流SR（synchronous rectifier），将极大地提高效率，尤其在低压大电流输出的情况下。在同步整流电路中，MOSFET关断时，内部的体二极管承受反向电压，MOSFET导通时，导通损耗主要由开关电流流过MOSFET的导通电阻Rdson决定。Rdson一般为2 mΩ左右，在同样输出电压/电流的电源中，其功耗仅为1/5，同步整流功耗非常低。并且，可以采用并联同步整流MOSFET的方式，降低等效通态电阻Rdson，降低MOSFET的通态功耗，进一步提高同步整流效率。

从上世纪90年代末期同步整流技术诞生以来，同步整流技术经历了传统的自驱动同步整流技术，外驱动电压型同步整流技术[7-10]，随着节能减排压力不断增大，对电源产品效率的要求越来越高，当前同步整流的前沿研究是零电流开关同步整流、零电压开关同步整流的实现[11-13]。

1 同步整流控制IC主要功能

选用一款可以优化同步整流效率的控制芯片NCP4303（框图如图1，引脚功能描述如表1），其最大特点是可以通过调整关断阈值电压来补偿分布参数引起的MOSFET关断电流采样电压变化，实现对同步整流MOSFET精确零电流真值检测，实现真正的零电流关断，因此，在低端电源Flyback应用中，实现了同步整流的效率优化。该芯片也具有设定最小开通时间和最小关断时间的功能，屏蔽开关瞬间振铃对同步整流电路误开通和误关断，从而消除了其引起效率下降的不利影响，确保同步整流电路稳定和可靠工作。在低压大电流的应用中，还可用多并联MOSFET的方式，进一步减小同步整流管的通态电阻，提高效率。

图1 NCP4303的框图Fig.1 Diagram of NCP4303

图中MINIMUM OFF TIME GENERETOR为最小关断时间产生器；MINIMUM ON TIME GENERETOR为最小开通时间产生器；ZCD为零电流检测；DETECTION CS and COMPENSATION为电流检测与补偿；DRIVER为驱动器；TIMER为计时器；SlEEP MODE为休眠模式；VCC MANAGEMENT UVLO为控制电压欠压锁定；OR为或门；AND为与门；R，S，Q均为RS触发器。

表1 NCP4303的引脚功能描述Tab.1 Pin function description of NCP4303

2 同步整流应用的原理分析

应用NCP4303的反激同步整流电路原理如图2，该电路为3.3 V/40A单输出132 W的AC/DC电源。

NCP4303同步整流IC具有电流采样电压对应关断阈值调整功能，该功能是通过脚5整定适当电阻来完成[7]。在电源电路设计中，以优化效率为基础，考虑产品具有良好的性能价格比，采用插件的MOSFET，以配合使用低价格的PCB，避免使用高价格的多层PCB和SMT封装MOSFET。但是，这会在MOSFET的D极和S极会引入寄生参数，使零电流检测（ZCD）出现很大的误差。零电流检测误差将导致SR MOSFET在大电流状态下被关断，一旦出现这种情况，大电流将流过SR MOSFET的体二级管，使MOSFET功耗急剧上升，结果就是同步整流电路效率下降。在应用电路图2中，通过合理设计关断阈值调整电阻Rshift，使SR MOSFET真正的零电流关断，实现高效率的同步整流；同时，根据实际寄生参数情况，可以采用纳亨级电感串接在Mosfet的S极的方式来补偿寄生参数的影响。

图2 反激同步整流电路原理图Fig.2 Circuit diagram of flyback synchronous rectification

图中HV为直流高压端；R为电阻；C为电容；TR为变压器；D为二级管；Q为MOSFET；U为集成电路；Z为稳压管。

3 主要电路设计

3.1 反激变换器主拓扑设计

主要参数：输出功率Po＝132W；输出电压Vo＝3.3V；输出电路Io=40A；频率f＝50kHz；周期交流电压Vac=220V；最大交流电压Vacmax＝1.2Vac；最小交流电压Vacmin＝0.4Vac；绕组匝数比n=Np/Ns。

3.1.1 计算初级与次级绕组的绕组匝数比Np/Ns

在反激变换器设计中，绕组匝数比Np/Ns应该首先确定，因为匝数比决定了主开关管可承受的最大关断电压应力[8-12]。在忽略漏感尖峰且设整流管压降为1 V的条件下，直流输入电压最大时开关管的最大电压应力为

考虑漏感尖峰和设计裕度，Vpk取值为Vds80%，选用Vds为600 V的MOSFET，Vds表示MOSFET的d级与s级之间的电压。

即：Vds＝600V；Vpk=0.8；Vds=480V。

交流输入为最大电压Vacmax时，对应直流输入最大电压Vdcmax，其值为

则可求出与初级(Np)与次级(Ns)的匝数比

3.1.2 计算最大导通时间

由伏秒平衡原理可知

式中：Vdc表示直流电压，开关管Q1和整流管D1都取1 V压降。设导通时间ton加恢复时间tr为开关周期T的80%，即

由（1）（2）式可得

3.1.3 计算初级电感Lp

输入功率为

输入功率也可表示为

式中：η为效率；Ro为输出电阻。

由（3）（4）

3.1.4 计算初级电流峰值

初级峰值电流Ip

3.1.5 计算初级电流有效值

初级电流为三角波，其表达式为

则初级电流有效值Irms_pri为

3.1.6 计算次级电流有效值

次级电流也是三角波，且次级电流峰值为

次级电流恢复时间tr设为

则次级电流有效值Irms_sec

根据初级和次级电流有效值，即可确定各绕组的线径。

3.1.7 变压器初级绕组匝数设计

选用MPP材料磁芯，并且选电感常数为

变压器初级匝数为

3.1.8 变压器次级绕组匝数设计

变压器次级匝数为

Ns必须为整数，取整为4，则：Np取为99。Np/Ns＝99/4=24.75其值约等于n的计算值24.80。

3.2 同步整流IC NCP4303的控制电路设计

3.2.1 同步整流MOSFET最小开通时间调整电阻Ron_min计算设最小开通时间ton_min=0.1T

则

式中：Ron_min就是图2中的R1，取值为19.6 kΩ。

3.2.2 同步整流MOSFET最小关断时间调整电阻Roff_min计算

设最小关断时间toff_min=0.2T

则

式中：Roff_min就是图2中的R2，取值为41.2 kΩ。

3.2.3 同步整流MOSFET关断阈值调整电阻R_adj计算

预设关断电压Vadj_th=0.2V

则

式中：Rshift为电平移动电阻，就是图2中的R8，初步取值为2 kΩ，调整时，根据时间寄生参数产生的实际关断阈值再适当调整Roff_min的阻值。Ishift表示电平移动电流。

3.2.4 同步整流电路的功率损耗计算

同步整流电路功率损耗Ploss_sec主要有3部分组成，就是MOSFET导通损耗Ploss_on，和MOSFET开关损耗Ploss_sw，以及MOSFET体二极管瞬态瞬态导通损耗Ploss_diode。

设Rdson=2.5×10-3；Coss=100×10-12；Vd=1；Id=Ipn。其中Coss表示MOSFET的输出电容，Vd表示MOSFET寄生二极管压降，Id表示MOSFET寄生二极管电流。

则

求得：同步整流电路功率损耗Ploss_sec为10.454 W。

3.2.5 比较同步整流与肖特基二极管整流的功耗差异

估算用肖特基二极管整流电路在同等条件下的功率损耗。

设肖特基二极管正向导通压降Vd1＝0.8V，肖特基整流二极管的估算功耗Ploss_rect为：

求得：在同等条件下，肖特基整流二极管的功耗为51.731 W，是同步整流MOSFET功耗的5倍。因此，在低压大电流应用中，同步整流显著降低功耗，提高了效率。

4 实验结果

由于电源设计中采用了精确的电流检测和可调整电流采样电压关断阈值的方式，实现了同步整流管的零电流关断，优化并进一步降低了同步整流的损耗，样机实测效率为80.2%，普通整流的同功率3.3 V电源效率仅为66%，因此，优化的同步整流电源，极大的提高了电源效率。

5 结束语

对于大电流输出电源，尤其是低压大电流输出电源，采用SR工作方式，并且采用SR MOSFET精确零电流真值检测，在低端电源实现真正的零电流关断，优化了电源效率，使其成为低碳环保的高性价比电源。

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