刘蕾蕾 张念祖 洪 伟

（1.南京邮电大学电子科学与工程学院，江苏 南京 210003，2.东南大学毫米波国家重点实验室，江苏 南京 210096）

引 言

近年来，超宽带（UWB）技术以其显著的高传输速率、低功耗及抗干扰能力强等优势而成为短距离无线通信的关键技术之一。准确建立与实际信道测量数据相吻合，且便于进行理论研究的UWB信道模型，是对UWB通信系统进行优化设计及性能评估的前提［1］。

当前UWB信道建模的研究方法主要是基于实际信道测量得出统计模型［2］。在信道实际测量的数据中，既有通信系统需要的信道信息，也有测量系统带来的误差。相对于窄带信道，超宽带信道测量系统及外界干扰带给测量数据的影响更为明显。原因主要在于，因UWB信道带宽较宽，测量系统对真实数据的干扰难以避免；此外，UWB天线的非理想性，使其性能随着频率而变化，无法避免UWB天线发送信号和接收信号波形的畸变，故UWB天线的特性对测量结果也有明显的影响。

为了消除测量系统的影响，信道测量前期的校准测量是必不可少的。校准测量的目的在于消除包含天线、传输线、仪器等设备对被测信道的影响，以便在数据后处理中，从信道测量数据里提取有效信息。以往的信道测量及建模的文献中，很少提及信道校准的测量方法［3－5］。文献［1］指出，很多通过测量所建立的信道模型，包含了测量系统硬件带来的误差，其测量结果基于某个特定的天线性能。有些文献中实施了校准测量，但是并没有考虑到天线方向图随频率的变化性。

针对超宽带信道测量及建模的需要，本文提出了校准测量的方法，讨论了天线对传的传输函数，以及信号在不同方向角上的失真情况，在暗室中实施了校准测量，完善了信道测量的系统方案，并运用到车载信道测量的实例中。

1 UWB信道模型

1.1 UWB信道冲激响应

超宽带信号的多径分辨率很高，并且存在一定的幅度衰落。在广义平稳假设和非相关散射假设前提下，无线信道可以用抽头延时线模型来表示。与窄带信道不同之处在于，UWB系统的相对带宽大于20%，这使得发送信号中各个频率的分量受到传输环境的影响不同。UWB信道的冲激响应h（τ）表示为［2］

其中：a1和τi分别是第i条多径分量的信道增益和信道时延；χi（τ）表示由相互作用体的频率选择性引起的第i条多径分量的失真；N是观测到的路径数目。

1.2 UWB信道频域测量

在频域测量方法中，矢量网络分析仪的发射端发出某一频率的信号，经天线和无线信道后，接收信号送至矢量网络分析仪的接收端。矢量网络分析仪给出信道频率响应对应在该频点的幅度值和相位值，网络分析仪在测量频带内重复上述过程，得到需测量频带内的信道频率响应。经过傅里叶反变换，继而得到信道的时域冲激响应。

相对时域测量方法而言，频域测量方法可以通过增加测量带宽的方法，相对容易地提高系统分辨率，使得测量成本显著降低。此外，频域测量系统的信噪比更高，因此高分辨率信道测量中普遍采用频域测量方法。

测量所得到的信道频率响应数据中所包含的信息，来自于三个方面：真实的被测信道、收发天线以及测量仪器。其中，矢量网络分析仪、放大器、衰减器和转换接头的影响，可以通过矢量网络分析的校准工具消除。而收发天线，尤其是超宽带天线对测量数据所带来的影响，是对信道测量影响最大的一个方面。超宽带天线的方向图复杂，其性能随工作频率和传输方向变化，增益在各个方向也不同。只有知道了每个多径分量随方向的变化，天线的影响才能完全消除［3－4］。

因此有必要在对测量数据做后期处理之前，消除超宽带天线对测量数据的影响。

2 频域校准方案

校准测量的解决方案是在暗室中测量收发天线之间的频域传输函数。传输函数可以分为发送天线的传输函数、接收天线的传输函数和天线系统的传输函数三类［6－7］，在满足阻抗匹配的前提下，与S参数之间的关系分别为［6］

其中：ω＝2ωf，f为工作频率；k为自由空间波数；（θ，φ）为空间方向角；R为传输距离；S参数通过矢量网络分析仪测量得到。

超宽带发送信号p（t）历经测量系统，在接收端得到的接收信号可以表示成为各模块冲激响应的卷积：

式中：hsys是测量设备的冲激响应，这个测量设备包括了传输线、滤波器、功率放大器、低噪声放大器等辅助测量设备；hTA和hRA分别是发送天线和接收天线的冲激响应；hch是我们真正感兴趣的被测信道。

为了从测量数据中提取被测信道的冲激响应，需要通过暗室中的校准测量获得校准系统的冲激响应hcal

已有不少文献讨论了针对时域信道测量的数据后处理 算 法，例 如 CLEAN 算 法［8］、SAGE 算 法［9］等，在数据后处理中通过反卷积的运算去除测量误差。这些算法适用于窄带信道建模中［1，3］，宽带信道建模需要考虑到天线方向图随频率的变化等更为复杂的因素。

频域信道测量得到的传输函数为

在暗室中通过校准测量获得校准系统的频域传输函数为

频域中数据校准处理的方法是，传输函数矢量之间做复数除法Hch·Hmeas／Hcal，其中N′（f）主要由测试设备的性能决定，我们采用的Agilent PNALN5230A的幅度响应的轨迹噪声小于0.1dB.当S21为－40dB左右时，由矢量网络分析仪的轨迹噪声带来的误差小于1%.

值得注意的是，天线的传输函数不仅与频率f有关，不同方向角（θ，φ）的增益变化也不相同。在校准测量中，考虑到天线带给发送信号和接收信号的方向性失真，并且传输环境中的多径分量是来自各个方向的，因而必须考虑天线的方向图，并对获得的多径分量做全方位的加权平均。这是以往信道建模的工作中忽视的地方。

3 测量天线方向性失真

暗室内的校准测量系统如图1所示。该系统中使用了外场频域测量中相同的矢量网络分析仪Agilent PNA－L N5230A、传输线及收发天线，测量范围500MHz至16GHz.天线的支架可以在水平面及垂直面上转动。角度测量范围为φ∈［－π／2，π／2］和θ∈［－π／2，π／2］，测量间隔为5°.收发天线之间距离分别为1m和0.5m，参考面为馈源点所在的水平面。

图1 暗室测量环境与方向角定义

图2给出了天线传输设置在三种不同的摆放角度时，天线传输函数的绝对值。通过对比可以发现，由于天线方向图在高频段的非理想全向，当传输角度不同的时候，天线的传输函数性能不同。天线接收到的多径分量经过了不同路径的反射和绕射，来自于各个角度。为此，需要在去天线效应的过程中全面考虑天线各个角度的传输函数并做加权平均。

图2 S参数在不同方向角的典型值对比

根据不同方向角上测量得到的S参数，可以计算得到天线系统的传输函数。假设UWB系统的发送信号源为脉宽0.2ns的一阶高斯单环脉冲，则各个方向角度接收到的信号变换到时域，如图3和图4所示。该结果可以用于时域信道建模中不同方位角上的校准处理。由图可见，由于各个角度的传输函数不同，不同方向的接收波形也有所差异，这是由天线非理想全向性造成的脉冲形状畸变和振铃现象。

搭建测量平台需注意的是，收发天线的工作带宽必须宽于实测信道的带宽，且收发天线的频域和角域的响应都应尽量平坦，以保证发送的信息源频谱不丢失，接收到的信号不受天线畸变的影响。在信道测量的过程中，应当注意让天线放置在不同的角度上，测量多个角度的信道响应，将最终的数据做加权平均，以完整地消除天线的影响。

尽管在数据的后期处理中，可以采用上述方法尽可能地去除天线等测量硬件的影响，但是性能良好的天线和滤波器可以更明显地提高数据处理的准确度。

4 频域测量实例

针对未来无线接入市场的应用，本实例中采用频域测量方法［10］，对车内无线宽带信道进行测量与建模。根据暗室校准测量方法，去除测量硬件对传播信道的影响后，数据经过有效样本选取、加窗、傅里叶反变换、门限去噪声等后处理，得出冲激响应模型并提取小尺度衰落参数。

图5 车载信道频域测量照片

均方根时延扩展（RMS delay spread）是功率时延二阶矩的均方根，定义为［11］

式中E（·）为期望值，

式中：ak是第k条多径的衰减因子；P（τk）为在时延点τk上多径衰落的相对功率。

车载信道RMS时延扩展的统计平均值如表1所示。接收天线放置在Rx1至Rx4四种位置处［12］，包括了视距传输和非视距传输，车内环境根据车载人数分为N＝0至N＝4等几种情况。RMS时延扩展的均值范围在12ns以内。图6给出的是乘员数目的影响及其一阶曲线拟合。随着乘员人数的增加，RMS时延扩展呈线性减小的趋势，体现了人体对信号传播的阻碍和吸收作用。

为了比较校准带来的影响，计算由未经校准数据获得的RMS时延扩展。接收天线放置在Rx1处，车载人数分为N＝0至N＝4等5种情况时，校准前后的RMS时延扩展如表2所示。从表2可以看出，车载人数为4时，校准和未校准的数据相差很小。随着车载人数的减小，校准和未校准的数据之差越来越大。多径分量较多时，由于未校准的数据处理没考虑天线非理想全向性带来的影响，未校准得到的结果将与实际值相差较大。这说明对于多径分量丰富的信道环境，校准后的数据更为准确。

表1 车内RMS时延扩展的测量均值（ns）

表2 校准和未校准的RMS时延扩展的测量均值／ns

图6 乘员数目对τrms的影响及其一阶曲线拟合

5 结 论

超宽带校准测量的目的在于从信道测量数据中提取有效的信道信息。在暗室中采用矢量网络分析仪，测量空间方位角（θ，φ）上的频域传输函数，通过频域复数除法并做加权平均，去除UWB收发天线等测量硬件对外场测量数据的干扰。将该校准测量得到的传输函数经傅里叶变换成时域冲激响应，也可以拓展到时域信道测量的数据校准中。实车信道测量验证了利用文中提出的频域校准方法，可以获得准确的小尺度衰落信道参数。

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