黄国勇，吕华宇

（吉林大学 通信工程学院，长春 130012）

在实际应用电路的设计中，经常需要产生上峰值或者下峰值电平固定的信号。如在DSPWM调制电路中，就需要产生上峰值为零和下峰值为零的三角波信号，如果三角波信号的峰值定位不准确，将带来PWM信号的失真。而实现信号钳位的经典方法则是二极管钳位电路，这种电路的工作原理是利用信号本身的能量经二极管给电容充电，在电容上形成累积的直流电压，此电压与信号电压串联叠加，输出下峰值（或上峰值）固定的信号。但在实际应用中，二极管钳位电路却存在诸多问题，如钳位速度慢，钳位精确度不高，调节不方便，输出电路阻抗高等缺点。这些不足均限制了二极管钳位电路的应用。

1 运放和比较器实现信号钳位

钳位后的的周期信号可以用下式表达：

式中a为直流分量，bsin(ωt)为原信号。a为正值时，实现下峰钳位，a为负值时实现上峰钳位，a和b的差值即为钳位电平。当|a|=|b|时为零点钳位。可见，周期信号钳位的实质是将所要钳位的信号和一个直流信号相加。因此，在确知信号幅度和钳位电平的情况下，可以用加法器配合精密参考电压实现，如图2所示。

图2 (a)加法器混合电路Adder mixing circuit

图2 (b)减法器混合电路Subtraction clamp circuit

但在应用中，信号的幅度值通常是不可预知的，因而就不能预设所需叠加的直流值。问题转化为怎样产生快速跟踪信号幅值变化的直流信号。

本文中，作者应用比较器和加法器（或减法器）构成反馈环路，实现了信号幅度的跟踪和峰值锁定。反相加法器用于上峰值钳位，减法器用于下峰值钳位。如图（3）和图（4）所示。

图3 加法器上峰值钳位电路Fig.3 The peak clamp of adder mixing circuit

零时刻，Vout=Vin=0，Vin负半周来临时，经运放倒相，输出体现为正半波，由于Vin幅值大于Vref，比较器将输出一正脉冲，经D1、R4给电容C充电，使Vc抬高，由于Vout=-Vin-Vc，Vout的峰值将被拉低，如果半周期内Vout峰值仍然大于Vref，则在下一周期重复上述过程直至Vout的上峰值等于Vref，此时就实现了Vout的上峰值钳位，也即实现了输入信号的钳位。需要注意的是Vout中的信号成分和输入信号是反相的，如需保持相位一致，可在信号输入端加一节反相器。二极管D1的作用是为了防止C反向放电而形成Vc的大幅波动。

根据上述原理，即可实现信号钳位，但由于R1、R2、R3的存在，C在充电的同时也在不断放电，导致Vc在钳位稳定后处于微幅的波动状态，这会给钳位电平带来一定的误差。为了充分减小误差应在不影响加法器性能的前提下加大放电时间常数，即在C不变的情况下，尽量增大R1～R3的值。根据仿真结果，建议取放电常数大于10倍信号周期。

电路中，由于比较器给出的是脉冲电压，且幅度通常远高于输入信号幅度，若R4×C的值过小，有可能形成过充，即Vc在信号第一周期就大于Vin幅度值的情况。因此，充电常数也应充分大，不过，扩大充电常数将带来钳位时间的延长，好在反馈回路的存在会及时减小充电脉冲宽度，使这一问题并不突出。根据仿真结果和实验验证，R4的取值变化只对钳位时间有显著影响，对钳位结果无实质性影响。建议取R4

由减法器和比较器构成的下峰值钳位电路的工作过程与此类似。

图4 减法器下峰值钳位电路Fig.4 The buttom of clamp of adder mixing circuit

2 仿真结果

对上峰钳位电路和下峰钳位电路仿真结果如下：

上峰钳位取R1=R2=R3=10kΩ；R4=100Ω；

C=4.7μF；Vref=0v；加法器型号LF351D，比较型号LM311M，信号频率为100kHz，幅度为1v。仿真结果如图5所示。

图5 上峰钳位电路仿真结果Fig.5 Simulation results for the the peak clamp circuit

下峰钳位取R1=R2=R3=R4=10kΩ；R5=100Ω；C=4.7μF；Vref=0v；加法器型号LF351D，比较器型号LM311M，信号频率为100kHz，幅度为1v。仿真结果如图6所示。

图6 下峰钳位电路仿真结果Fig.6 Simulation results for the the bottom clamp circuit

从仿真结果可以看出，本文提出的新的钳位电路，钳位时间约150～160μs，钳位误差在10mv以内，所以具有钳位速度快，钳位精确的特点。

3 DSPWM电路实际应用

高精度钳位电路有广泛的应用，如在DSPWM调制中，就需要上峰值和下峰值分别精确钳位到零点的三角波信号。详细原理请参照参考文献［1］［2］。本文给出的钳位电路，三角波信号经钳位电路产生上峰值为零和下峰值为零的两路信号，分别与待调制正弦信号进行比较，即可产生DSPWM信号。图7给出了这种调制的原理。

图7 DSPMW调制原理Fig.7 Modulation principle of DSPMW

在图7的原理基础上，我们设计了应用电路，运放选用LF351D，比较器选用LM311M，并取f=5kHz、Vp_p=2v的三角波信号对f=500Hz、Vp_p=3v的正弦波进行PWM调制，仿真结果如图（8）图9所示。仿真结果显示，输出的DSPWM信号波形良好，且为分路输出，可直接输入桥式放大电路进行功率放大。

DSPWM电路仿真结果：

图8 正半周PWM波形Fig.8 The wave of positive half cycle of PWM

图9 负半周PWM波形Fig.9 The wave of negative half-cycle of PWM

4 结论

本文所提出的周期信号钳位电路，经电路仿真和实际验证都能够达到预期的效果。与传统的二极管钳位电路相比，具有钳位速度快、精度高、带载能力强的优点。文中给出了利用该电路形成DSPWM的实例，仿真结果显示该电路精确、可靠。

［1］周明磊，游小杰.低开关频率下PWM调制方法研究［J］.北京交通大学学报，2010，34（5）：53-57.

［2］金科，阮新波，刘福鑫.改进型零电压开关PWM三电平直流变换器［J］.中国电机工程学院，2005，25（4）：32-37.

［3］康华光.电子技术基础（模拟部分）［M］.北京：高等教育出版社，2006.

［4］方德政.电路电机技术［M］.上海：同济大学出版社，2005.