陈 昊

(中国电子科技集团公司第二十七研究所，郑州 450047)

1 引言

单比特接收机［1］这一概念源于商用GPS 接收机的设计。在商用GPS 接收机中使用的模/数转换器ADC 一般只有1～2bit，而相对于GPS信号来说，一般的脉冲射频信号要简单得多。因此，采用位数较少的ADC的思想在宽带接收机设计中得到采纳，单比特接收机这一名词从而得到应用。采用单比特接收机这项技术，可以在实现给定的接收功能的前提下使接收机硬件最简化，而接收机的性能仅有轻微的降低。单比特数字接收机的主要优点是结构简单，可以在一个芯片上实现整个设计，当然也得为此付出代价，那就是在配置—定的情况下接收机的性能会有所下降。因此，不能把单比特接收机看作是数字信道化途径的直接替换。单比特接收机只能用于某些特殊的场合，或者只是用于加强或补充其他接收机的功能。目前的演示样片只集成了FFT和频率编码功能。由于这种接收机是非线性的，因此其射频部分的设计非常简单。今后，射频通道和ADC 都可以集成到一个芯片中。换句话说，就是整个接收机可以用一个芯片来实现。在电子战领域［2-6］，尤其是在机载/星载系统中，设备的体积尺寸是非常重要的因素。

国内目前已开始了对单比特宽带数字接收机技术的研究及技术攻关。在雷达信号侦察领域应用中多采用传统干涉仪测向手段，一般瞬时只能处理一个信号，而单比特接收机虽然动态范围较窄(1～2 bit），但仍具备多信号接收能力。本文提出的方法，正是将单比特超宽带接收能力与数字波束形成的同时多目标能力有机结合起来，不但可获得较高的测向精度，并且一定程度可降低侦察系统的漏警率。

2 数学模型建立

综合考虑天线孔径及宽带接收机测向模糊问题，本文采用不等间距排列线阵作为阵列模型。设第n个阵元的坐标为(xn），n=1，2，…，M。假设有K个窄带目标sk(t）(k=1，2，…，K），每个目标的来波方向为(θk），其中θk为方位角，各目标频率为fk。对于宽带接收机，阵列输出矩阵表达式为

其中

式中，N(t）为加性白噪声，A(θ，f）是M×K 维的导向矩阵，其中ank是第n个阵元接收到的第k个目标的导向矢量，对于全向的阵元定义为

对于单比特宽带数字接收机采样输出的信号特征，这里定义:

3 频域多波束测向方法及处理流程

步骤1 天线阵截获的雷达信号经过单比特采样后，在时域上幅/相信息已大大弱化，无法对时域数据直接作测向处理，因此必须将单比特数据进行频域变换。FFT 正是一种有效的算法［1，7］，由于数据可为1bit，可通过算法简化设计，避免乘法运算，只保留加法运算，从而大大提高算法执行效率。离散傅里叶变换DFT 可以表示为

在数字域对单比特信号作频域处理，应当满足奈奎斯特采样定理，fs≥2f0。为了避免可能出现的频谱混叠，DFT处理的数据率应当至少为单比特信号频率的2.5 倍。

步骤2 多通道的单比特信号经过频域处理后，会大大增加通道信号的幅/相信息，这样就可以采用常规的测向方法。这里采用等信号法测向，该方法采用两个相同且彼此部分重叠的波束。如果目标处在两波束的交叠轴OA方向，则由两波束收到的信号强度相等，否则一个波束收到的信号强度高于另一个，称OA为等信号轴。当两个波束收到的回波信号相等时，等信号轴所指方向即为目标方向。通过比较两个波束接收信号的强弱就可以判断目标偏离等信号轴的方向，并可用查表的方法估计出偏离等信号轴的大小。图1和图2为等信号法测向示意图。

图1 指向不同方向的对称波束

图2 目标偏离不同方向时两个波束的接收幅度

多波束测向根据等信号方法在视场范围内形成了等间隔相互覆盖的M个波束，如图3所示，采用四阵元的最小冗余线阵，阵元坐标为［0，1，4，6］，天线接收信号频点在2.5 GHz，采样率为10 GHz，视场范围－20°～+20°，同时形成17个波束。

这里M的选取很关键。由于天线阵列为稀布排列，虽然可适应宽带信号截获，但会出现较高的副瓣，如图3(c）、(d）所示，副瓣比主瓣仅低5 dB;如果M 取值较小，当来波信号从两个波束中间入射，则相邻波束1 接收的信号会受到相邻波束2 副瓣的影响，导致相邻波束的比幅曲线不线性，从而引起测向结果失效。因此，M的选取应当保证两个相邻波束足够近，使相邻波束覆盖点的增益高于两个波束的最高副瓣，从而使相邻波束的比幅曲线为线性。但是，如果M 取值过大，则会大大提升软硬件设计的复杂程度，并且对测向精度无明显改善。

频域多波束测向处理流程如图4所示，其中求多波束输出结果的模值并排序是为了选出用于目标比幅测向的相邻两波束，然后查相应的比幅曲线表(对一个频点的M个波束要建立M－1个比幅曲线表）得到角度值。

图3 多波束形成示意图

图4 多波束等信号法测向流程图

4 性能分析

射频接收机范围为2.5～4 GHz，阵元采用最小冗余阵，阵元坐标为［0，1，4，6］，对于小于4 GHz(波长为0.075 m）的信号来说，由于不等间距排布，在感兴趣的角度范围［－20°，20°］内无模糊。以下仿真中不作特别说明，采样率均是10 GHz，量化位数1 位。3GHz的点频信号单比特时域波形见图5;3GHz的点频信号单比特频谱见图6。

仿真实验1

点频信号，目标方向－20°～+20°，信号频率3 GHz，SNR=10 dB。

仿真采用512 点FFT，由图7 看出测频精度约为17 MHz，这与时频转换FFT的点数有关。采用512 点FFT，误差不会超过10 GHz/512=19.53125 MHz;若采用214点 FFT，则误差不会超过10 GHz/214=0.6104 MHz。

由图8 可知，对信噪比10 dB的3GHz的单个信号单比特量化后，在视场内各方向的测向误差小于0.2°。

图5 3GHz的点频信号单比特时域波形

图6 3GHz的点频信号单比特频谱

图7 测频精度随信噪比的变化曲线

图8 3 GHz的点频信号在视场内各方向

图9 3.9 GHz的点频信号单比特时域波形

图10 3.9GHz的点频雷达信号单比特频谱的测向误差仿真分析图

仿真实验2

点频信号，目标方向－20°～+20°，信号频率3.9 GHz，SNR=10 dB。3.9GHz的点频信号单比特时域波形见图9;3.9GHz的点频雷达信号单比特频谱的测向误差仿真分析见图10;3.9GHz 点频信号在视场内各方向的测向误差仿真分析见图11。

由图12 可知，在方位0°时对未做单比特量化的信号进行测向处理，幅/相误差对测向精度的影响还是较大的。但是，经过单比特量化后，幅/相误差变化对测向精度的影响很小。这是由于单比特信号自身特性仅取决于数据的符号位，从而对幅/相误差有很好的容差能力。

仿真实验3

图11 3.9GHz 点频信号在视场内各方向的测向误差仿真分析图

2个点频信号，信号1 频率为2.5 GHz，信号2 频率为3.3 GHz，SNR=10 dB，信号1 固定－17.5°;信号2 变化范围:－19.5∶0.1∶15.5。

由图13～16 可知，当出现2个信号时，对两个信号的测向仍可保证一定的精度。

通过以上仿真分析可知，信号经过单比特采样后，频谱上会出现谐波。这是由于单比特接收机的ADC相当于一个硬件限幅器，采样输出的数据一般只有1～2 bit，一方面，较少的数据位数使输出信号幅/相信息弱化，从而在频域上出现谐波分量;另一方面，当硬件限幅器在出现多信号情况下会显示出捕获效应，即强信号会抑制弱信号。这种效应同样也会在频域上出现较多的谐波分量。大量的谐波会造成接收机虚警概率提高。为了降低虚警率，应当采取以下手段［1］:

图12 测向精度随幅/相误差的变化曲线

图13 2个点频雷达信号单比特时域波形

图14 2个点频雷达信号单比特频谱

(1）系统可根据实际环境以及应用需求限定一定的信号搜索带宽，如根据上述仿真条件，仅对2.5～4 GHz的频段进行信号搜索，可在一定程度上降低虚警率;

图15 目标2方向变化时目标1的测向误差

(2）应首先进行接收机性能评估，通过对接收机性能进行测试，设定恰当的信号检测门限，主要考虑以下几点:1）无信号时，测试接收机噪声情况;2）当输入一个信号时，除去频谱幅度最大值，其他均为谐波;3）当输入2个信号时，接收机输出应为2个信号。

图16 目标2方向变化时目标2的测向误差

6 结束语

针对单比特接收机特性采用频域多波束形成技术实现了对来波信号的测向功能。经过计算机仿真，分析了对单目标、多目标单比特信号测频及测向的性能，验证了其可行性及有效性。该技术可用于单比特体制下的雷达侦察系统。考虑到多波束测向技术是窄带处理方式，信号带宽小于信号载波频率3%即可认为是窄带信号，并且一般条件下单比特接收机采样率都很高，至少都在吉赫兹采样量级以上，可直接对几百兆赫兹甚至上吉赫兹的信号进行射频采样。因此，对于具有一定带宽的各种调制的雷达信号，采用本文提出的方法仍然适用。

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［5］周涛.电子战中的单比特数字化接收机技术［J］.电子对抗，2006(5）:6-10.

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［7］张硕，梁士龙.单比特测频接收机中DFT算法的优化［J］.制导与引信，2006，27(2）:51-55.