李超锋，刘惠康

（武汉科技大学信息科学与工程学院，湖北武汉430081）

1 引言

随着工业的迅速发展，一些生产机械所要求的功率越来越大，如空气压缩机、球磨机、送风机等，这些设备所要求的功率达到数百甚至上千千瓦，此时采用同步电机将更有优势。相对于异步电机，同步电机具有以下优点：①可以通过控制励磁调节其功率因数，功率因数通常接近1.0甚至超前，在一个工厂中只需少数几台大容量同步电机，就能改善电网的功率因数；②转速与电源频率严格保持同步，只要电源频率保持恒定，同步电机的转速就绝对不变，运行转速稳定；③其力矩与电网电压成正比，对电网波动的抗扰动能力强于异步电机。

交流同步电机大多数为大容量高压电机，由于其自身物理过程复杂，需要励磁系统配合，在调速时需要解决失步问题，所以同步电机控制难度高，同步机调速一直是电气驱动领域的一大难题。将多重电压型高压变频应用于同步电动机将有效地提高同步电机变频调速系统的可靠性，扩大同步电机的调速范围，提高节能改造带来的效益。

2 多重电压型高压变频系统

图1 原理示意图

如图1所示为多重电压型高压变频系统的工作原理图，以每相8个功率单元为例，每个功率模块可以产生0至±540V的电压输出，通过串联方式为可以每相提供0至±4320V的相电压，通过波形连续变换方法或其他全电压PWM技术，可以在线间输出0至±8640V的电压。

多重电压型高压变频系统的主电路如图2所示，三项高压电接入移相变压器一次侧，在二次侧转换为24个低压交流电分别输出给24个功率单元模块，功率单元通过整流和逆变，可以输出正电压、零电压和负电压3种状态。将每一相相邻的两个功率单元输出端顺次相连，从而构成串联叠加的方式，控制各个功率单元模块的输出电压，即控制每个功率单元模块输出电压为正电压、负电压、零电压以及各个电压输出时间的长短，经叠加后可以得到接近正弦波的多阶梯波，为了减小输出谐波，对功率单元的逆变桥采取PWM控制，其输出相电压的波形进一步逼近正弦波。

图2 主电路结构图

功率单元模块原理如图3所示，三相低压交流电通过整流电路整流后变为脉动直流电，经过电容器组滤波器后变为直流电送到单相逆变桥式电路中，此逆变电路由4只IGBT组成H桥结构，控制4个IGBT的开关状态，可以在逆变桥的输出端得到零电压、正电压和负电压。此功率单元模块在整流部分采用IGBT和续流二极管组成整流桥，当同步机工作在第四象限时，回馈电流可以通过可逆整流桥回馈电网，真正实现电能的回收利用。假设每个功率单元将单元的输入电压均为400V，经过整流滤波后，中间的直流电压为566V，将逆变桥的4只 IGBT 分为两组，其中 VI1、VI2互锁，VI3、VI4互锁，即 VI1、VI2不能同时导通，VI3、VI4不能同时导通。当VI1和VI4导通时，在输出端输出电压为+566V,当VI2和VI3导通时，在输出端输出电压为-566V，当VI1和VI3导通时，在输出端输出电压为0V，此时由于每个IGBT均并联续流二极管，正反向电流均可以自由流通，相当于U1、U2两个输出端短路。

图3 功率单元模块原理图

为了减小系统的输入输出谐波，多重电压型高压变频系统采用输入多重化技术，即在移相变压器采用变压器延边三角形移相技术，使在二次侧使二次线电压超前或落后一次线电压任意角度，以便实现多脉冲的整流。例如本例中移相变压器二次侧共有24组绕组，如果将每一层的单元所对应的变压器二次绕组采用相似的连接，即结成同一个相位角，则可以将24个绕组分为8个大组，每组之间相位差为60/8＝7.5°。上述接法是将三个功率单元作为一组，组间相差7.5°，从而构成8组移相的48脉冲多重化整流方式。此方式中，一次侧中的电流谐波为48k±1次，即一次侧电流中最低次谐波为47次，可见采用输入多重化整流技术可以使输入电流谐波急剧减小，对电网基本上没有干扰。当采用载波移相SPWM控制时，系统的输出电压中的最低次谐波为qN-1次，其中q为功率单元叠加数目，N为功率单元载波比，可以看出，采用q单元叠加式时，输出电压中不存在低次谐波。

综上所述，多重电压型高压变频技术对于高压变频而言有着明显的技术优势，主要有以下优点：移相变压器采用多重化设计，大大降低输入电流谐波，减小了对电网的谐波干扰；逆变器采用多电平SPWM技术，输出电压波形非常逼近正弦波，不存在低次谐波；实现同步电机四象限运行；可以在高频运行，提高了调速范围；输出du/dt很小，电机绝缘不受影响。

3 同步电机变频起动

同步电机的起动问题是同步电机投入运行所要面对的首要问题，由同步电机的原理可知，同步电机不能进行自起动，需要另加起动绕组。同步电机与普通异步电机运行上主要的区别是异步电机在运行时，电枢电压矢量与转子磁极位置之间的夹角是任意的，而同步电机在运行时，电枢电压矢量与转子磁极位置之间的夹角θ必须在某一范围之内，否则将导致系统失步，因此同步电机变频调速时必须时刻控制这一夹角在允许的范围内变动。

同步电机变频起动时，定子由多重电压高压变频系统供电，由定子频率控制转子转速。对于同步机起动，可以采用矢量控制理论，将定子电流分解为规定的磁场电流和转矩电流，分别进行控制，同时将两者合成的定子电流供给电机，将同步电机等效为直流电机进行控制，同时忽略凸极式同步电机磁轴不对称，转子阻尼绕组和磁化曲线的非线性等次要因素的影响。同步电机的变频起动方式有两种：即异步起动和同步起动。

目前应用较多的起动方法是同步起动，同步起动就是先向励磁绕组中加入直流励磁电流，然后高压变频起动。同步电机同步起动过程可以分为整步过程和加速过程：①向励磁绕组中通入直流电，在励磁绕组上建立一定磁场；通过多重电压型高压变频装置向定子上施加一定电压，从而在定子上产生一个磁场，转子在定子磁场和转子磁场的作用下开始旋转，转子磁极逐渐向电子磁极的异性端靠近。变频装置按照电机运行的正方向，旋转在定子上的电压矢量，随着同步电机转子的转动和定子磁场的旋转，转子磁极将在某一时刻接触定子的异性磁极。此时，转子磁极被定子磁极吸引，两者经过阻尼震荡后，稳定于一个较小的角度，同步电机整步过程完成。②当转子磁极被定子磁极可靠吸引之后，起动过程进入到加速阶段。在此阶段，根据换相方式不同可以分为电流断续法换相和自然换相两个阶段。在起动初期和低速运行时，变频系统输出频率很低，同步电机产生的反电动势不足以关断逆变部分的晶闸管，此时晶闸管需要换相时需要采用电流断续法进行换相。随着变频系统输出频率的增加，同步电机可以产生足够大的反电动势关断晶闸管进行换相，进入自然换相阶段，变频装置输出频率逐渐增加到给定频率，θ角逐渐增大到一个固定值，然后电机转子磁极逐渐加速至期望转速，同步电机起动过程完成，其起动过程如图4所示。通过在除尘风机上的应用，发现，当变频装置起动到8-10HZ时，系统中会产生2.5-3倍的过电流，如果不采取措施将会击穿变频装置中的IGBT。为了防止这种情况的发生，在对变频装置的IGBT进行选型时，要选择留有一定裕量，充分利用IGBT的1.5倍过载能力配合变频器的保护功能，使变频装置在一分钟内能够承受3倍的过载电流，从而顺利完成同步电机的起动。

图4 起动过程

对于以上的同步起动，如果电机的转子位置判断错误，就会导致起动失败。对于同步电机的变频起动还可以采用异步起动，即先由变频系统对同步电机进行异步起动，达到额定起动转矩后，进行顺极性投励。在起动过程中，变频装置对同步电机进行软起动，当起动至8-10Hz时，对同步电机进行顺极性投励，同步电机的定子磁极和转子磁极经过少量的阻尼振荡后稳定在一个比较小的角度，此时同步电机的定子磁极将转子磁极可靠吸引，同步电机进入同步状态。此后，变频装置按照设定的加速时间，逐渐将频率增加至给定值。于此同时，同步电机转子磁极位置与电枢电压矢量之间的夹角逐渐拉大到某一常值，电机转子磁极在定子磁场的吸引下逐渐加速至期望转速，同步电机起动过程完成，此过程与同步起动过程类似。

4 励磁电流调节

当电机进入稳态运行时，多重电压型高压变频装置为同步电机提供多电平PWM波形相电压，十分逼近正弦波，同时大大降低了输入电流谐波，可以完全等效于一个交流电源。由同步电机原理分析可知，同步电机的励磁电流，就可以改变功率因数。可以通过双闭环系统来实现励磁电流和功率因数的调节，对定子电压电流进行反馈，作为外环反馈，对励磁电流进行采样，作为内环反馈。其具体过程如下，通过对定子电压和电流的计算，得出实际的功率因数，输出与其对应的电压值，然后于给定电压值进行比较，得出差值，通过PI调节器进行计算，其输出值作为励磁电流的给定值。在内环，通过采样得到励磁电流的实际值，与给定值进行比较，其差值送入PI调节器进行计算，其输出值控制整流装置的触发脉冲移相控制信号，从而改变励磁电流的大小。其示原理如图5所示。

图5 励磁电流控制框图

5 结束语

多重电压型高压变频系统大大降低输入电流谐波，减小了对电网的谐波干扰，输出电压波形非常逼近正弦波，实现同步电机四象限运行，不存在交-交变频中存在输出频率范围小、输入输出谐波大、功率因数低等缺点。多重电压型高压变频应用于同步电动机调速系统将有效地提高同步电机变频调速系统的可靠性，扩大同步电机的调速范围，并且扩大了多重电压型高压变频的应用领域。目前多重电压高压变频系统已经应用于某炼铁厂高炉除尘风机，取得良好的调速效果和节能效益。

［1] 张 皓，续明进，杨 梅.高压大功率交流变频调速技术［M] .北京：机械工业出版社，2006.

［2] 李志杰，张遇杰.同步电机调速系统［M] .北京：机械工业出版社，1996.

［3] 李崇坚.交流同步电机调速［M] .北京：科学出版社，1996.

［4] 许 荣，刘鹏飞.同步电机变频启动策略研究［J] .中国科技信息，2008，30(6)：44-46.