亚毫米波二倍频器的设计

2010-06-28林元根

舰船电子对抗 2010年4期

林元根,张勇

(1.船舶重工集团公司723所,扬州 225001;2.电子科技大学,成都 610054)

0 引言

亚毫米波在长波段与毫米波相重合,而在短波段,其频率与THz相重合,可见它在电磁波频谱中占有很特殊的位置。由于所处的特殊位置,亚毫米波具有一系列特殊的性质,它的量子能量很低,信噪比很高,频率极宽,能覆盖各种蛋白质在内的大分子的转动和振荡频率。因此,亚毫米波在学术上有很重要的学术价值,在科学技术上及工业上有很多实际的应用:如信息科学方面的超高速成像信号处理,大容量数据传输;材料处理,分层成像技术,生物成像;等离子体聚变的诊断;天文学及环境科学等。而且在国防上也有着极其重要的应用前景。

1 偶次倍频原理

倍频器可采用单个或多个非线性器件。单器件由于承受功率限制,电路不能有效地提供足够的输出功率和较大的动态范围,另一方面单器件电路不能抑制不需要的谐波,而多器件采用平衡式结构可以提高电路功率容量,获得较大的输出功率,并抑制不需要的谐波分量。对于偶次倍频器,其工作原理如图1所示。

图1 偶次倍频原理图

在图1中,2个二极管相对于输入回路反向并联,相对于输出回路同向串联,设输入信号电压为V,肖特基势垒二极管的I/V特性为:

式中:is为反向饱和电流,α只与二极管本身和绝对温度有关。

在图1中:

则反向并联二极管输入端电流为:

当在二极管对上加入输入信号:V=Vscos(ωst)代入式(3)得:

将其作傅氏级数展开,得到:

式中:In为n阶第一类变态贝塞尔函数。

式(5)表明输入回路只有输入信号的基波和奇次谐波,不包含直流分量和偶次谐波分量。

流过负载上的电流:

式(7)表明流过负载上的电流仅含激励频率的偶次谐波,说明该电路适合于偶次倍频,且该电路的输入基波和输出谐波相互隔离,输入、输出回路可以分别进行匹配,容易实现宽带性能。

2 180 GHz二倍频器的仿真

2.1 二极管对的非线性分析

本文选择了UMS公司的DBES105a肖特基势垒二极管,它是2个二极管串联管对。如图2,在输入功率为16 dBm条件下,进行二次谐波输出的负载牵引特性分析,得到负载的最佳值。

图2 负载牵引特性分析

图2中,P_1Tone为源,HYB1为180°相位转换器,DC_Block1、DC_Block2为理想电容,DC_Feed1 、DC_Feed2 为理想电感 ,D1、D2、D3、D4 为二极管,C1、C2为电容,V1、V2为直流源,Term2为50 Ω负载,Z_load为负载阻值变量,HB1为仿真器)。

从图3可以看出,负载阻抗越大越好,但有前面的输入减高波导的限制,悬置微特性阻抗本文选择Z0 ≈120 Ω。

图3 负载牵引特性仿真结果

信号源功率太低时,不能驱动二极管工作,转换效率会降低;信号源功率太高,二极管工作点迅速移动到截止电压区,转换效率仍会降低,而且由于通过二极管的电流增大,会导致电路可靠性降低,所以需要选择好偏置来保证转换效率,需要调节偏置电压使输出的功率最大化来得到二极管的最佳偏置,图4和图5分别为二极管的偏置仿真模型和仿真结果。

图4 二极管的偏置仿真模型

图5 二极管的偏置仿真结果

图5中 b为偏置电压变量,其余在上述已说明。

2.2 带偏置的悬置微带线到波导的过渡

在亚毫米波电子系统中,广泛采用悬置微带线作为传输线,因为悬置微带线的电磁场大部分集中在空气中,介质的损耗大大减小了。亚毫米波测试系统和其它亚毫米波系统却大量使用标准矩形波导作为其输入端的射频接口,因此必然会遇到从悬置微带到矩形波导的过渡问题,而且在设计倍频器时需要考虑偏置问题。本文就此问题设计并仿真了一种亚毫米波带偏置的悬置微带到波导的过渡,而且这种结构很好地解决了在亚毫米波频段的偏置问题,图6、7为悬置微带线到波导过渡仿真模型和仿真结果(影响主电路和损耗问题),其中S11为1端口的反射系数,S31为1端口到3端口传输系数。

在频带170～200 GHz,回波损耗大于15 dB,在172～190 GHz,S31大于40 dB,1端口的反射系数S11大于20 dB,带内插损小于 0.1 dB,二次谐波基本上没有泄露到偏置电路中。

图6 悬置微带线到波导过渡仿真模型图

图7 悬置微带线到波导过渡仿真结果S11和S13

2.3 输入匹配

加上偏置后,再计算输入大信号S11参数,并进行输入回路设计。选用εr=3.78,h=0.1 mm的石英基片进行输入匹配电路设计。运用ADS的大信号S参数仿真,可得到二极管对的输入大信号S参数和输入阻抗。图8和表1为ADS的大信号S参数仿真电路图和仿真结果。

图8 输入大信号S参数仿真图

图8中,HB1为大信号仿真器,Zin为输入阻抗模型,S2P为两端口S参数文件。

表1 输入阻抗仿真结果

由于二极管对安装于输入波导与悬置线连接处的混合结上,在ADS中很难建模,故需要在HFSS中进行仿真,利用lumpPort来代替二极管,其嵌入阻抗设为二极管的输入阻抗Zin=50-j57,调节和优化各变量结果,图10和图11是其仿真模型与仿真结果。

图9 输入匹配仿真模型

图10 输入匹配 S11仿真结果

在频带89～95 GHz,1端口的反射系数S11大于14.5 dB,基本满足设计要求。

2.4 整体仿真

把HFSS中仿真的输入匹配S3P和输出匹配以S2P文件的形式代入到ADS中进行整体仿真,其输入功率为16 dBm,在频带178～190 GHz,倍频损耗小于9 dB。图11、12是其仿真模型与结果。

图11 二倍频器总体结构仿真图

图11中,S3P为端口S参数文件,其余上述已说明。

图12 二倍频器输出功率的仿真结果

3 180 GHz二倍频器性能测试

图14、15分别为180 GHz二倍频器实物图和倍频损耗测试结果,从图15的曲线可以看出,在输入功率为10 dBm时,倍频损耗平均在21.8 dB左右,最小为16.8 dB。由于没有亚毫米波谐波混频器,本文只对基波抑制进行了测试,经过测试发现基波抑制非常好,主要是由二极管后的腔体短路面和输出波导所抑制。