刘文进,张 野,南敬昌,杜有益

(辽宁工程技术大学 电子与信息工程学院,辽宁 葫芦岛 125105)

随着无线通信技术的快速发展,通信传输的信息量日益增加。尤其在5G 短距离传输向着多频谱、多技术制式发展的情况下,各运营商要求通信系统能够覆盖不同的通信频段。但可用的频谱资源是有限的,这要求作为收发系统中的核心模块——功率放大器应该具有宽带、多模的特性。此外节能减排、绿色通信一直是通信系统中的诉求和标准,所以提升功率放大器的效率对降低运营成本、实现绿色通信、延长设备使用寿命具有十分重要的意义[1-3]。

英国Cardiff 大学的Cripps 团队在对连续型功率放大器的理论进行深入研究过程中,提出了连续型功放的有关概念和设计公式,设计出接近一个倍频程的宽带功率放大器。Tuffy 等设计的F 类连续型功率放大器验证了连续型功放的可行性。电子科技大学的施伟敏等设计的连续型宽带功率放大器采用了Doherty 架构,提高了带宽的同时提高了回退效率,但仍没有超过一个倍频程[4-5]。

传统的滤波宽带匹配只能实现一个倍频程的带宽,其根本原因是高次谐波阻抗点落在低次谐波的带宽内,影响其匹配效果。传统的F/F-1类功放是实现高效率的手段之一,其实现高效率的方法是使二次谐波处于开路/短路阻抗点,三次谐波处于短路/开路阻抗点。这使其阻抗解处于很窄的范围内,限制了带宽的拓展,不利于宽带网络匹配的设计。为克服带宽的限制问题,连续类的思想被提了出来并被证明。连续类的思想核心是在漏极的电流或电压方程中引入修正因子,使功放具有一组或多组基波阻抗解、二次谐波阻抗解甚至是三次谐波阻抗解,以此来提升匹配网络的设计空间,实现F/F-1类功放的频带拓展。由于引入了修正因子,漏极的电流电压波形被整形,这减小了直流消耗,功放的效率被提高[6-8]。

对于宽带功率放大器而言,如何拓展带宽一直是其核心问题。传统的拓展带宽的方法一般有三种: 通过添加枝节改变Q值[9]、滤波匹配[10]、实频技术[11]。电路中添加枝节这种方法一般用于简单的电路设计中,通过一层层地添加枝节改变Q值,越宽的频带所需要的枝节就越多,然而过多枝节会使电路更加复杂,导致匹配效果不理想[12]。实频技术通过构造误差函数,然后对误差函数进行优化找到满足要求的电路参数,根据这些参数确定电路结构。由于实频法采用数学公式对误差范围进行控制计算,因此确定的电路结构比较稳定,效果较好。但误差函数构造困难,运算量大且误差函数选择的精度直接影响后面的匹配设计好坏[13-15]。相比较而言,滤波宽带匹配技术比较成熟、匹配效果好、运算简单,对于本文设计的连续类宽带功放是一种比较好的设计方法[16-21]。

本文基于连续类的设计思想设计匹配电路,提出了一种新型的输出匹配滤波结构,在拓展了匹配空间解的同时考虑到了整体结构的紧凑性与小型化。通过在射频电路仿真软件ADS 平台的仿真验证与实物设计,实现了一款1～3 GHz 高效率的超宽带功率放大器。

1 设计理论

1.1 连续F 类功放特性

传统F 类功放通过调节高次谐波阻抗来控制漏极电压和电流波形,减少电压与电流的交叠,使其产生的功率耗散尽可能小,进而提高功放的效率。传统F类功放的波形一般是要求半正弦的电流波形以及与电流波形错开的方波的电压波形,通过对波形成分中阻抗的提取发现电流源端面的奇次谐波阻抗为开路而偶次谐波阻抗短路。这样的阻抗匹配条件在某些程度上限制了带宽,为了解决这一限制,连续类的F 类功率放大器被提出来[22-23]。

连续F 类功率放大器在传统F 类功率放大器的基础上,通过在漏极电压波形上引入修正因子β,使得基波阻抗为连续变化的复阻抗,二次谐波阻抗为连续变化的纯电抗。这些连续的阻抗点增加了匹配电路的设计自由度,拓展了带宽。连续F 类功放的归一化基波和谐波阻抗点在Smith 圆图上的分布情况如1 图所示。

图1 中不同β值下的基波和谐波阻抗点是通过公式(1)～(3)得到:

为保证晶体管不被截断,修正因子β的取值大小为-1＜β＜1。式中Z1、Z2、Z3分别为基波阻抗、二次谐波阻抗、三次谐波阻抗,Ropt为最佳阻抗点。可以看到,基波阻抗由原来的实阻抗变为连续变化的复阻抗,二次谐波阻抗点也由原来的短路点变为连续变化的纯电抗。在这些阻抗点连续的区域功率放大器具有较高的效率,匹配效果好,功放的带宽得到了拓展。但是注意到这样的匹配条件仍然难以超过一个倍频程的带宽。其原因在于基波阻抗点存在有与二次谐波阻抗甚至是三次谐波阻抗重叠的区域,这会导致匹配效率的降低。

因此通过对其改进,引入另一个修正因子μ。即在连续F 类功放的漏极电压中乘上μ,引入了电阻性的二次谐波阻抗。这样会使得基波阻抗与二次谐波阻抗出现部分重叠,进一步拓展了设计功放的带宽。改进后的连续F 类功放的归一化基波和谐波阻抗点在Smith 圆图上的分布情况如2 图所示。

图2 中的不同μ值、不同β值下的基波和谐波阻抗点是通过公式(4)～(6)得到:

式中:Z4、Z5、Z6分别为基波阻抗、二次谐波阻抗、三次谐波阻抗,修正因子μ的取值大小为0≤μ≤0.6,(1)～(6)式中的Ropt为晶体管的最优基波阻抗值。对于AB 偏置下的晶体管,其值根据下式确定:

式中:Udc为晶体管直流电压;Uknee为膝点电压;Imax为晶体管最大直流电流。

由图2 可以看出,基波阻抗与二次谐波阻抗的匹配空间较图1 扩大了很多。不仅如此,基波阻抗与二次谐波的阻抗还存在一部分的重叠,这就为宽带匹配设计的自由度以及多个倍频程的匹配提供了可能性。因此在后续的匹配设计中,只要将输出输入匹配到图2 的设计空间内,就能设计出性能良好的超宽带功率放大器。

1.2 匹配理论

滤波器等效原型是宽带匹配设计中常用的匹配方式,滤波器匹配包括低通滤波器原型、带通滤波器原型、切比雪夫低通滤波器原型、最平坦滤波器原型等。下面介绍带通滤波器用于超宽带匹配的设计理论。

首先,通过多谐波双向牵引技术获得最佳的源阻抗和负载阻抗。

然后,根据最优的阻抗与设计要求选择低通原型的阶数并计算出其g值。常见的N 阶并联低通原型如图3 所示。

图3 N 阶并联低通滤波原型Fig.3 N-order parallel low-pass filter prototype

选择并联低通原型的阶数确定其Q值,运用Dawson 等提出的求解闭合解的方式计算归一化g值,计算公式如下:

式中:Q为品质因数;w为相对角频率。

其次,根据计算出来的g值将其变换为带通滤波器中电容与电阻并联的形式。此时负载端的电阻一般为大于或小于50 Ω,需要通过诺顿变换将负载端的电阻变为射频电路要求的50 Ω,诺顿变换的原理如图4所示。

图4 诺顿变换Fig.4 Norton transformation

最后,将集总参数用微带线代替。并联电感用短路微带线代替,并联电容用开路微带线代替,而串联电感用高阻抗线代替。在上述的变换中,要注意微带线宽度与长度的限制。

1.3 偏置电路设计

偏置电路负责给晶体管提供直流电源,使其偏置在F 类工作模式。同时还要抑制射频信号,防止射频信号对直流电源的干扰。λ/4 传输线通常作为偏置电路,其基本原理是通过λ/4 微带线并联电容到地的形式,通过90°阻抗变换将偏置电路电源端射频短路变换为信号端射频开路信号。原理图如图5 所示。

图5 偏置电路原理图Fig.5 Schematic diagram of bias circuit

偏置电路的线宽选为0.5 mm,功放工作在1～3 GHz,中心频率为1.73 GHz,采用Rogers 5880 的基板确定λ/4 微带线的线长为28 mm。接地电容理论上来说越多则效果越好,但考虑到功放的小型化设计,在满足正常偏置需求的情况下不宜过多。

2 设计实例与仿真结果

2.1 仿真验证

基于上文的分析与设计理论,设计一款高效率的功率放大器。技术指标为: 工作频率在1～3 GHz,带宽超过一个倍频程,输出功率不低于40 dBm,增益不低于10 dBm,效率达到70%以上。

根据以上技术指标与要求,选用CREE 公司型号为CGH40010F 的功放管进行设计。该功放管工作频率最高达6 GHz,小信号增益为12 dBm。对管子进行双向谐波牵引确定最佳负载阻抗与源阻抗,由于该功放工作在1～3 GHz 的频率内,取1.73 GHz 的频率作为其中心频率进行牵引,确定的最佳负载阻抗为18.38+j18.58,最佳源阻抗为7.53-j7.62。

根据上面第一部分连续类思想的理论,只需要将负载阻抗匹配到图2 所示的高效率区域。如此大的空间解显然对于设计匹配电路具有更大的自由度。下面以输出匹配电路为例介绍整个求解过程。考虑到要实现的技术指标要求、整体电路结构的复杂度、尺寸,选择3 阶并联低通滤波器原型进行设计。最佳负载阻抗18.38+j18.58 是负数阻抗的形式,将其用电阻与电容并联进行代替,根据公式(8)～(12)算得其g值如表1 所示。

表1 3 阶低通原型下的g 值Tab.1 g value under 3 low pass prototype

得到低通原型后根据并联电容用并联谐振电路代替,串联电感用串联谐振电路代替。转换为带通滤波器,得到的输出匹配结构如图6 所示。

图6 输出匹配结构图Fig.6 Output matching structure

其转换过程如图7 所示。

图7 匹配滤波器。(a) 带通滤波原型;(b) Norton 变换将负载转换为50 Ω 输出带通滤波原型Fig.7 Matching filter.(a) Bandpass filter prototype;(b)Norton transform converts the load to 50 Ω output band-pass filter prototype

图7 中虚线框内为诺顿变换的部分。得到带通滤波原型后,将集总参数转换为分布参数,即并联电感用短路微带线代替,并联电容用开路微带线代替,串联电感用高阻抗线代替。对转换后的匹配网络不断地进行优化,以尽可能提高功放的增益以及保证功放的增益平坦度为目标。

考虑到整体结构的复杂度,由于切比雪夫模型具有带内波纹小、通/阻带变化陡峭,因此输入匹配采用低通切比雪夫滤波器结构。根据端接导纳比、电抗元件的数目采用4 阶切比雪夫滤波器。

从仿真结果图8 可知,S(1,1)在目标频段内普遍低于-25 dB,这说明带内反射系数小。S(2,1)在目标频段内无限接近于0,这说明此结构在通带内波纹小,对信号的损耗较小。且该结构在目标频段外对信号具有类似滤波器的隔离作用,说明对带外信号的损耗较大,具备一定的隔离作用。综上分析,设计的该款结构能够很好地将目标阻抗匹配到50 Ω,起到良好的阻抗匹配作用。

图8 输出匹配仿真结果Fig.8 Output matching simulation result

功放的整体电路结构如图9 所示。可看到整体电路结构由微带线与电容所构成,偏置电路中的λ/4 微带线代替磁珠起到隔离直流电源的作用同时也减小了电路尺寸。接地电容用来滤除射频交流信号,防止其泄露到电源端,对于宽带功率放大器而言其数量越多效果越好。输入与输出端保留的两个电容在参与匹配的同时起到耦合的作用。对输入与输出参与匹配的参数进行调谐优化,为了保证整个通带内的增益平坦度,牺牲了一定频段内的匹配程度,使其失配。在考虑到微带线物理可实现的长度与宽度以及整体结构尺寸的基础上得到了图9 所示的最优匹配结构。

图9 超宽带功率放大器优化后整体结构图Fig.9 Overall structure of the optimized ultra wideband power amplifier

2.2 大信号仿真

对整体电路结构进行大信号仿真,设置输入功率为28 dBm,来查看大功率下的增益、输出功率和功率附加效率。仿真的频段为0.5～3.5 GHz。基板采用Rogers 5880,该基板的相对介电常数为2.2,基片厚度为0.508 mm。得到的仿真结果如图10 所示。

图10 大信号仿真结果Fig.10 Large signal simulation result

由图10 大信号的仿真结果表明,功率放大器在大信号下的工作增益大于11 dB,功率附加效率在60%左右,输出功率大于41 dBm,达到了本次设计的技术指标。同时从图中也能看出,在2.8～3 GHz 之间,效率出现一定程度的恶化。这是因为在系统结构的参数调整中考虑到增益平坦度,牺牲了后半段的匹配效果,同时也跟集总参数用微带线转换造成的损耗有一定的关系。但功放整体性能良好,符合高效率宽带功放的设计理念。

2.3 实物加工与测试

上述仿真结果满足设计要求后,将其版图交于工厂制板。设计基板采用Rogers 5880,这款软基片性能良好、损耗较低、抗弯折能力较强,具有非常好的射频性能。加工好的功率放大器实物如图11 所示。

图11 功率放大器实物图Fig.11 The photograph of power amplifier

实物的测试结果与仿真结果对比如图12 所示。从图12 可看出,在0.8～3.2 GHz 频段内输出功率与增益平坦度具有较为一致的曲线。在0.8～1.5 GHz 以及2.5～3 GHz 频段内实测效率低于仿真效率,造成此情况的原因一方面是由于PCB 板材的误差以及实际电路环境的影响导致实测的效率较仿真的效率有一定程度的降低,另一方面也与系统的参数优化有一定的关系,但整体实测曲线与仿真曲线相近,可以证明设计的该款功率放大器具有很好的稳定性与鲁棒性。

图12 功率放大器仿真结果与测试结果对比Fig.12 Comparison between simulation result and test result of power amplifier

将本文设计的超宽带功率放大器与不同文献中报道的超宽带功放对比分析如表2 所示。

3 结论

本文基于F 类功放的设计理论与思想,从漏极的电压电流表现形式入手,通过引入修正因子拓展阻抗匹配的设计空间,降低了匹配难度。同时引入的修正因子改变了电压波形,因此降低了晶体管的直流损耗,使得设计的功率放大器同时兼具高效率与宽频带的特性。本设计基于ADS 平台展开,采用CGH40010F 和ROGERS 5880 制作了实物,实验证明,该功放在1～3 GHz 频段内饱和效率达到73%,平均增益为11 dB 左右,增益平坦度良好,在整个工作频段内工作正常,说明本设计是成功的。连续类功放在国内起步较晚,大多处于理论设计阶段。与国内外其他同类型功放相比较,本款功放在系统结构上进行了进一步优化,在实现更高的带宽同时也有更高的效率。未来计划在保证良好输出特性的前提下引入可重构智能技术,使其更加智能化。同时也改进系统结构,探索更加简单的阻抗匹配空间拓展,推动功放设计向集成化与小型化发展。