王恒利，王瑞田，高 山，揭贵生

（海军工程大学舰船综合电力技术国防科技重点实验室，湖北 武汉 430033）

舰船综合电力系统是将发电系统、变配电系统、推进系统及其他设备集成一起，实现用电统一调度和集中管理的电力系统，是舰船动力发展的方向[1].随着研究的不断深入，综合电力系统不断向着小型化、轻型化、高效率和隐形化方向发展，储能环节逐渐成为发电系统保证电能质量的重要组成部分.但是储能电池接入直流电网造成变配电系统三相隔离型逆变器面临直流电压范围宽、交流电能质量要求高的特点，而且需要尽可能地提高功率密度，降低噪声干扰.

为提高功率密度、降低噪声干扰，三相隔离型逆变器可以采用高频隔离拓扑结构，如高频链隔离的两级式逆变器，具有功率密度高、噪声小的特点，但是由于储能电池的接入造成直流电压波动范围宽、DC/DC变换器软开关工作点难以设计、开关管损耗大、变换器效率不高，而且两级式结构还面临可靠性不高的问题.考虑到可靠性、效率、散热和成本问题，工频隔离拓扑结构更加便于工程应用.但是，与高频隔离拓扑相比，提高功率密度、降低噪声的问题就迫切需要加以解决.

在电力电子变流装置中，电气噪声是由于功率器件开关动作带来电气参数突变激发的[2-4]，根据物理特征的区别，广义的噪声包括可以被人耳听到和被声波检测装置捕获的声学噪声、电气装置运行过程中由交变电磁力引起的振动噪声以及以高频电流和电磁波形式传播的电磁噪声.对于舰船动力平台来说，噪声不仅影响其隐蔽性和生存能力，而且也降低了可靠性[5-7].

电力电子变流装置的噪声抑制主要可以分为两类：一类是从噪声电流传导路径上阻隔，即滤波的方法；另一类则是从噪声源出发的主动抑制方法.相对于前者，后者直接从噪声源入手，可以降低对额外硬件的需求，提高功率密度[8-13].由于声学噪声和振动噪声主要由高频电流纹波激发的电磁力产生，因此，其主动抑制技术可以分为两个方面，一方面，可以通过新的调制策略降低电流谐波尤其是开关频次及其倍频次谐波含量，从而减小高频电磁力；另一方面，可以利用钳位、级联、层叠、多重化等技术实现多电平变换器拓扑，实现高频电流、高频电磁场、高频电磁力等参数在相间相互抵消.高频电磁噪声主要以高频电流传播（传导）或者以更高频的电磁场和电磁波传播（辐射）.在电力电子变流装置中，电磁噪声主要由传导电流激励产生，可以分为共模噪声和差模噪声.因此，其主动抑制技术可以分为两个方面，分别是对差模和共模噪声电流进行抑制[14-19].

本文从舰船综合电力系统工频隔离三相逆变器如何提高功率密度、降低噪声为出发点，提出一种三相二重化工频隔离逆变器，采用多重化技术以提高等效开关频率，降低输出滤波器的需求，提高功率密度，且高频化又可降低电流谐波含量，减小声学噪声和振动噪声；采用载波移相策略对输出共模电压进行抑制，以降低对EMI （electromagnetic interference）滤波器的需求，提高功率密度，降低可共模电磁噪声；采用磁集成技术和立体卷铁芯结构，以减小隔离变压器和输出滤波电感的体积质量，提高功率密度.而且该拓扑通过变压器次级串联叠加，可提高交流输出电压的幅值，适用于直流母线电压较低的工况，因此，提出的新型拓扑特别适合宽范围直流电压输入需要隔离的大功率场合，具有系统效率高、可靠性高、成本低、体积质量小、噪声小的特点.

1 新型三相二重化逆变器拓扑

本文研究的新型三相二重化逆变器拓扑如图1所示，采用两组三相全桥逆变器经两个Y/Y变压器次级串联在一起，拓扑中每个H桥采用单极倍频调制，每相两个H桥之间载波移相，采用该载波移相的双H桥级联拓扑能够显著提高等效开关频率.该主电路主要由直流电源Udc、输入支撑电容Cdc、功率单元（由S1～ S8等开关器件组成）、变压器（T1、T2）、输出LC滤波器（滤波器电感Lf、滤波器电容Cf）等组成，图中：uij（i=a,b,c；j= 1,2,3,4）为功率单元半桥j的输出电压，ul（l=A,B,C）为三相二重化逆变器输出相电压；NT为变压器变比；RL为负载电阻.

图1 新型三相二重化逆变器拓扑Fig.1 Topology of novel three-phase dual inverter

2 新型拓扑多重化技术研究

2.1 单组H桥内部的单极倍频调制

图2给出了单极倍频SPWM （sinusoidal pulse width modulation）控制的原理图，图中：ωt为时刻t的电角度；u和U分别为瞬时电压和电压有效值.可以发现三角波uc、−uc为两组互补的载波，ur为调制信号.比较调制波ur与载波uc来控制开关管S1、S2，当ur>uc时，S1导通， S2关断；当ur −uc时，S4导通，S3关断；当ur< −uc时，开S4关断，S3导通.

图2 单极倍频SPWM控制波形Fig.2 Control waveform of single-polarity double-frequency SPWM

根据上面分析的逻辑进行控制，得到了单极倍频SPWM控制的输出电压波形，在基波电压的正半周期，只出现正脉冲电压，在负半周期只出现负脉冲电压，并且在一个载波周期内出现了两个脉冲电压，产生了脉冲电压倍增的效果，也就是说实现了单极倍频调制.

2.2 两组H桥之间的载波移相调制

图3为A相两个H桥经变压器次级串联叠加的电路图，图中从左到右分别为a1、a2、a3、a4四个半桥，其中由a1和a2组成第1组H桥，由a3和a4组成第2组H桥，ua1a2和ua3a4分别为两组H桥的输出电压，变压器次级串联叠加后输出电压为uA.

根据多电平载波移相原理，对于一个五电平变换器，4个互错90°的三角载波分别与调制波进行比较，生成脉冲宽度调制（pulse width modulation，PWM）信号去驱动每一个半桥单元，所有的输出叠加生成五电平PWM波形.对于图3的电路也可以等效为单H桥内部采用单极倍频调制，两组H桥之间为载波移相调制，如图4所示.此时，uc1为第1组H桥桥臂a1和a2的载波，uc4为第2组H桥桥臂a3和a4的载波，uc1和uc4之间互错90°，ur1为左桥臂a1和a3的调制波，ur2为右桥臂a2和a4的调制波，ur1和ur2互错180°.从图4可以看出：等效的调制策略实现了输出相电压实现了四倍频五电平效果，而且物理意义更加明确.

图4 五电平载波移相PWM调制方法等效原理Fig.4 Equivalent principle of five-level carrier phaseshifted PWM modulation method

2.3 输出相电压谐波分析

采用SPWM控制单相半桥逆变器原理如图5所示，图中：φo为初始相位；Ur为调制波的幅值；Uc为三角波的幅值；α为三角波的初始相位；k=0,1,···；sa1为桥臂a1两电平SPWM开关函数.

图5 单相半桥逆变器工作原理Fig.5 Operation principle of single-phase half-bridge inverter

为便于分析，把三角波用两个分段线性函数来表示，斜率分别为 +2Uc/π和 −2Uc/π.这样，三角波的数学方程式就可以写成如式（1）所示的形式.

式中：ωc为三角波的角频率.

正弦调制波的方程式为

式中：ωo为基波频率.

实际中，令调制比M=Ur/Uc≤1，其中Uc始终保持恒定不变.

两电平SPWM波的采样点是正弦波与三角波的交点，在交点处有ur=uc，设x=ωct，y=ωot+φo，因此，两电平SPWM开关函数sa1(x,y)为

假定sa1的双重傅里叶级数表示为

当m= 0，n= 0时，A00表示恒定分量；当m= 0时，A0ncosnx+B0nsinny表示基波与基波的谐波；当n= 0时，Am0cosmx+Bm0sinmy为载波与载波的谐波.

将式（1）～（3）代入式（4）得sa1的双重傅里叶级数表示式：

式中：Jn（•）为n阶贝塞尔函数.

采用单极倍频调制时，标记为桥臂a2的调制波初始相位为 φo+π，与前面的方法相同，可得到桥臂a2的开关函数sa2，定义第1组H桥三角载波相位 α=0，因此，第1组H桥的输出电压ua1a2为

由图4可知：第2组H桥三角载波超前第1组H桥三角载波 π/2，因此，类似于前面的推导可得，第2组H桥的输出电压ua3a4，由于变压器T1和T2的匝比为NT∶1，由图3可得，变压器副边的电压为

将ua1a2和ua3a4的表达式代入式（7）可得

式（8）即为图4所示五电平载波移相调制下，新型三相二重化逆变器A相输出电压uA的表达式，其中第1项为uA的基波分量，幅值为2MUdc/NT，与传统三相逆变器相比，输出交流电压基波幅值提高了两倍，刚好是多重化的重数；第2项为uA的谐波分量，谐波为集中在4mωc点附近的边频带谐波，实现了四倍频控制效果.

3 新型拓扑载波移相技术研究

3.1 共模电压表达式

常规三相逆变器中，共模电压定义为逆变桥输出中点对参考地的电位差，参考地可以取直流母线中点电位，类似的，对于图1所示的新型三相二重化拓扑结构，同样定义共模电压ucm由式（9）给出.

在这里定义第1组H桥（桥臂a1a2）三角载波相位 α=0，根据前面开关函数的分析可知：

由于第2组H桥（桥臂a3a4）采用载波移相调制，三角载波相位 α=π/2，因此，有

故A相的共模电压可以表示为

由于A、B、C三相的调制波初始相位分别相差 2π/3，同理可得A、B、C三相共模电压表达式，最后可得组合式三相二重化拓扑共模电压为

式（11）即为组合式三相二重化逆变器输出共模电压的表达式，图6为其频谱图.

图6 组合式三相二重化逆变器共模电压频谱Fig.6 Common-mode voltage spectrum of combined three-phase dual full-bridge inverter

3.2 降低共模电压措施

常规SPWM控制方式产生的共模电压，其中最为严重的情况是上臂（或下臂）同时导通，即出现零状态情况，主要原因是三相正弦信号和同一载波信号比较，在三角载波的峰值附近三相正弦信号值都大于（或小于）载波信号值，形成了同为高（或低）的控制信号.为了减轻零状态的影响,可以采用载波移相的控制策略降低逆变器的共模电压，下面研究载波移相角对共模电压的影响.

根据伏秒平衡原理，改变载波的相位不会影响输出电压基波幅值变化.因此，根据式（11）共模电压的表达式，以A相载波相位为基准，相间载波移相存在两个自由度，即B相载波移相角与C相载波移相角.对B相、C相载波相角以10°为步长遍历，可得不同载波相位组合下的三相逆变器输出共模电压，如图7所示.其中，图7（a）为共模电压的幅值，图7（b）为共模电压的有效值，可以看出：A、B、C三相载波相位在(0, −120°, 120°)或者(0, 120°, −120°)这两组组合下，共模电压幅值和有效值都最小.

图7 载波移相角对逆变器输出共模电压的影响Fig.7 Influence of carrier phase-shifted angle on output common-mode voltage of inverter

对于共模电压来说，两组载波相位的组合是等效的，在这里定义A相、B相和C相三角载波相位分别为0、−2π/3和 2π/3，载波移相后输出共模电压表达式为

式（12）即为组合式三相二重化逆变器采用载波移相策略输出共模电压的表达式，图8为输出共模电压的频谱图，与图6相比，采用载波移相后，输出共模电压幅值明显减小，降低了对共模电感、共模电容的需求，能有效减少EMI滤波器的体积和质量.

图8 采用载波移相后共模电压频谱计算值Fig.8 Calculated values of output common-mode voltage spectrum after carrier phase shifted

4 新型拓扑磁集成技术研究

本文磁集成体现在两个方面：1）铁芯磁路集成；2）滤波电感集成至隔离变压器漏感.三相变压器铁芯磁集成设计思路如图9所示.

图9 组合式隔离变压器铁芯磁集成设计思路Fig.9 Magnetic integration design of combined isolation transformer core

与传统三相平面叠铁芯变压器相比，立体卷铁芯变压器具有磁路对称、质量轻等优势，可以改善输出谐波，减小体积质量，典型结构如图10所示.

图10 立体卷铁芯变压器Fig.10 3D wound-core transformer

由于图1所示的结构PWM输出电压非正弦激励谐波含量丰富，需考虑变压器漏感频变特性.目前，考虑绕组阻抗频变特性的变压器等效模型主要有集中参数电路模型、分布参数电路模型、混合参数电路模型和Foster模型.图11所示为立体卷铁芯变压器频变漏感磁路模型时域仿真后得到的单相绕组漏感与FEM （finite element method）二维等效模型计算值、试验值的对比.与试验值对比，FEM二维等效模型漏感计算值相对误差不大于2.81%，立体卷铁芯变压器频变漏感磁路模型漏感时域仿真值相对误差不大于9.15%.

根据图11可知：试验值与计算值和仿真值吻合度较好，立体卷铁芯变压器漏感在1.0 kHz以下约为110 μH左右，1.0 ～ 40.0 kHz最小也有75 μH左右，完全满足三相二重化逆变器输出滤波电感的需求，因此，可以采用变压器的漏感来代替输出滤波电感，进一步降低装置的体积质量.

图11 漏感试验值与FEM计算值、时域仿真值对比Fig.11 Comparison of experimental leakage inductance with FEM and time-domain simulation values

5 实验验证

为验证提出的新型三相二重化逆变器拓扑结构，制造了一台原理样机进行验证，主要参数如表1所示，实验波形采用泰克DPO4054B数字示波器采集，探头的变比为1/10倍.

表1 逆变器原理样机参数Tab.1 Parameters of the prototype inverter

通过图12和图13可以看出：提出的新型拓扑结构变压器次级相电压实现了五电平的效果，等效开关频率可以达到22.0 kHz；在直流电压400 ～ 700 V变化时，输出交流电压在半个工频周期内调整完毕；带额定阻感负载和35%的非线性负载时，输出电压总谐波畸变率分别为1.71%和3.85%.

图12 新型拓扑不同负载工况下实验波形Fig.12 Experimental waveforms of novel topology under different load conditions

图13 新型拓扑实验波形傅里叶分析Fig.13 Fourier analysis on experimental waveforms of novel topology

根据表2、图14和图15的测试结果可知：与传统拓扑结构相比，新型拓扑声学噪声可以降低8 dBA；振动噪声除了极少数频点外，大部分频段振级都比较低；共模电磁噪声在开关频率处降低了15.8 dB；同时，原理样机在闭式水冷 + 辅助风冷散热情况下，体积功率密度达到136 kW/m3，质量功率密度达到116 kW/t，整机效率达到93.5%.

表2 声学噪声测试值Tab.2 Test values of acoustic noise

图14 振动噪声频谱及限值线Fig.14 Spectrum and limit line of vibration noise

图15 共模电磁噪声频谱Fig.15 Spectrum of common-mode electromagnetic noise

6 结 论

本文提出了一种新型三相二重化逆变器拓扑，采用多重化技术降低了装置的声学噪声和振动噪声，减小了隔振降噪设备的体积质量；采用载波移相技术降低了装置的共模电磁噪声，降低了EMI滤波器的体积质量，采用磁集成技术和立体卷铁芯结构减小了隔离变压器和输出滤波电感的体积质量，通过这些措施，使得该拓扑结构具有效率高、可靠性高、功率密度高、噪声低的特点.