胡 欣，杨江平，孟藏珍，孙合敏

(1.空军预警学院， 武汉 430019； 2.中国人民解放军93498部队， 石家庄 050000)

1 引言

高功率微波武器(HPMW)是指能辐射高功率微波进行作战的一类武器。高功率微波(HPM)定义为功率在100 MW以上、工作于0.1～300 GHz的电磁波[1]。与采用爆炸战斗部的常规攻击武器相比，具有作用方式多样、攻击距离远、覆盖区域广、攻击速度高、弹药无限、费效比高等优点，可实现在远距离对敌方军事目标和武器的电子设备进行干扰，在近距离实现杀伤或摧毁，已成为各军事强国未来新概念武器发展的新宠。2014年8月5日，美国国防部副部长罗伯特.沃克提出第三次“抵消战略”，以创新驱动为核心，重点发展改变未来战局的颠覆性技术，高功率微波武器就位列其中[2]。

雷达装备是国家预警体系的重要组成部分，是防空、防天系统中的主要信息源。由于雷达独特的工作机制，需要通过接收目标的散射回波信号来发现、探测目标，因此天馈和接收系统必不可少,而这恰恰为高功率微波武器攻击提供了便利途径。甚至可以说，高功率微波武器是雷达不得不面对的“天敌”。在现代信息化战争中，为争夺制信息权，雷达必定是高功率微波武器的重点打击对象，因此研究雷达面对高功率微波武器攻击如何进行防护迫在眉睫。

目前，针对雷达防护高功率微波研究，主要涉及效应机理[3-6]、损伤分析[7-9]、防护设计[10-12]等方面。根据文献资料显示，目前研究雷达毁伤效应机理和损伤分析主要采用耦合仿真和实验注入[13-15]，大部分仅对窄带瞄准信号进行了仿真，未深入涉及超宽带高功率微波信号的辐照响应特性，之后直接用辐照信号波形做注入对照实验，与实际工作情况会有很大差别，在辐照影响分析和防护设计中会引起很大误差，造成防护不当或防护过度。基于此，本文对超宽带(UWB)高功率微波信号辐照抛物面雷达天线效应规律进行探索。首先结合理论分析和软件仿真，分析雷达天馈系统在耦合超宽带高功率微波脉冲时的影响因素，再通过仿真和辐照实验验证分析结果。辐照实验采用超宽带脉冲设备辐照抛物面天线，在天线输出馈线端测量接收信号波形，对比分析仿真和实验结果，检验正确性与否。所得结论能够进一步完善高功率微波对雷达的作用机理研究，也可为雷达进行前门耦合防护加固提供理论依据。

2 高功率微波武器常用超宽带信号

高功率微波武器根据进化过程可以分为3类：第1类是低当量核弹高空爆炸电磁脉冲(HEMP)武器，频谱能量主要集中于甚高频以下频段[16]，带宽较窄；第2类是以磁通压缩发生器(FCG)和磁流体发生器(MHD)为代表的电磁脉冲炸弹，属于一次性的宽带脉冲产品；第3类是以相对论管、虚阴极振荡器和固态放大器为主的新型发射源设备，可发射窄带、宽带、超宽带信号的可重复使用的电磁脉冲武器，可以安装在拖车、舰艇、无人机、巡航导弹、机载吊舱等平台。

信号按带宽一般分为窄带、宽带和超宽带[17]，如表1所示。

表1 高功率微波按带宽分类(1 980 s)

其中带宽百分比pbw定义为：

(1)

式(1)中，fh和fl分别指功率谱比功率谱峰值点功率低3 dB的临近频率点。

常用电磁脉冲武器的超宽带信号波形可用高斯脉冲、高斯一阶导函数脉冲进行描述，分别表示为：

(2)

(3)

式(2)～(3)中：E(t)为脉冲信号实时场强；E0为脉冲峰值场强；t0为脉冲中心位置；τ为脉宽常数。由于在防护中PIN保护器件只能防护正向脉冲，因此正负特性的高斯一阶导函数脉冲在高功率微波武器中应用最为广泛，故本文主要对其进行讨论。

对式(3)进行傅里叶变换，可得到高斯一阶导函数脉冲频域表达式为：

(4)

式(4)中，f为信号频率分量。参数t0在时域上表示脉冲波形在时域上搬移至t0时刻，对信号形状没有影响，如图1(a)所示。对于雷达接收信号来说，代表脉冲中心位置何时到达。t0在频域上只影响频谱初始相位，从频谱实部波形可以看出，由于信号波形在时域内整体搬移，0时刻各频点初始相位与t0和f的乘积正相关，如图1(b)所示；t0对信号功率谱无影响，对信号频谱取模，幅度谱波形与t0=0波形相同。

图1 t0对信号的影响曲线

不同τ值对频谱的影响如图2所示。系数τ决定脉冲宽度，在时域上，τ越大，脉宽越长，如图2(a)所示；在时域上峰值电压相同时，τ越小信号在频域上振幅谱越平均，带宽越大，最大频谱峰值也越小,如图2(b)所示,频谱最大峰值点位置fmax=1/(πτ)。

辐照仿真中，CST软件辐照仿真开始时间从t=0开始，为适应软件，设置t0为5 ns，根据需要计算τ值，使频谱峰值处于所需频带内。

图2 τ值对频谱的影响曲线

3 抛物面天线天馈系统建模

抛物面天线主要包括反射面、喇叭口、波导-同轴转换器、馈线等。辐照信号进入抛物面天线雷达接收机流程如图3所示，射频前端由PIN限幅器等保护装置组成，用以保护接收机免受高功率反射波烧毁。

图3 辐照信号进入抛物面雷达接收机流程框图

本文实验所用某型雷达装备天线工作中心频率1 GHz，水平极化，工作带宽300 MHz，带内增益约为30 dB，馈源采用角锥喇叭,在距波导尾端1/4波长处，置波导-同轴转换器，天线反射面采用边长15 mm方孔钢丝编织结构，以减小重量和风阻。天线参数如表2所示。对照实验用雷达天线，在仿真软件CST中建立抛物面天线反射体和喇叭口模型，如图4所示。为简化计算，仿真时采用纯理想导体建模形成抛物面反射体。

表2 天线模型参数

表2中，R为反射面焦距，Wr为反射面宽度，Hr为反射面高度，a为波导长边宽度，b为波导短边宽度，ah为喇叭口高度，bh为喇叭口宽度，LH为H面长度，LE为E面长度。建立仿真模型后，在同轴线尾端处添加波导端口(waveguide port)，以对耦合输出信号进行计量。

4 超宽带脉冲信号辐照抛物面天线耦合效应分析

考虑高功率微波武器攻击距离较远，相对于高功率微波武器来说属于远场，在分析和仿真中，到达天线的电磁信号可视为平面波。为简化计算，只考虑最大毁伤效果，采用辐射源面向雷达，极化与雷达相同，从远场辐照雷达天线主瓣。

图4 雷达天线反射面和喇叭口模型示意图

4.1 窄带信号辐照耦合效应分析

当辐照信号为窄带信号，带宽小于天线工作带宽且处于天线工作频带内时，实时功率Pr(t)可表示为：

(5)

式(5)中：S为天线口面处坡印廷矢量；E(t)为辐照到天线处的电场强度；Z0为自由空间波阻抗，为377 Ω；Ae为天线的有效接收面积；Le为接收过程中的损耗，包括天线反射面的泄露和吸收、波导同轴耦合器的耦合损耗、传输损耗等。由于窄带信号带宽较窄，且处于工作频带内，带内Ae和Le变化相对较小，辐照信号被线性放大，则耦合输出信号波形和频谱分布与辐照信号相似。采用天线工作频带内信号，带宽100 MHz信号进行辐照仿真，结果如图5所示。注意：图5中辐照信号频谱是对场强的傅里叶变换，与同轴线输出端频谱对电压进行傅里叶变换不同，只能表示频谱分布，不代表实际功率大小。实际辐照信号和接收信号频谱幅值应结合特征阻抗和天线有效接收面积进行计算，下同。

图5 工作频带内窄带辐照和输出信号波形和频谱曲线

由图5可以看出，对于窄带信号，容易通过辐射信号计算耦合输出信号峰值功率。

4.2 超宽带信号辐照耦合效应理论分析

当辐照信号带宽大于天线工作带宽时，因为波长的变动，导致天线Ae和Le非线性变化且变化较大，接收时，在时域上对信号产生非线性调制，导致输出信号的波形和频谱分布变化很大，信号实时场强已经不能采用式(5)进行计算。

可以从频域考虑各频点的增益，对于超宽带信号，天线接收过程中不同频谱分量衰减程度各不相同。频域计算方法为：

Pr(f)=F(f)Ae(f)Le(f)

(6)

式(6)中：Ae(f)为频率f时天线有效接收面积；Le(f)为频率f时接收过程中的损耗。

由于天线采用编织结构，由文献[18]可知，相较于理想导体反射面天线，当极化匹配时，对工作频带内信号漏功率较小，对增益和旁瓣电平基本无影响；高于工作频带信号，会透过反射面网孔向后散射，导致高频段信号增益降低，尾瓣增大。对编织结构进行仿真，编织平面相较于纯导体平面反射系数变化如图6所示。

图6 编织天线反射效率曲线

因此，对于宽带信号辐照本天线而言，Le(f)会随着频率增加而相应的下降。同理，对于纯理想导体反射平面辐照效应仿真结果，应同样对更高频段输出信号添加适量衰减，以拟合实际效果。

辐照信号从喇叭口进入波导，在波导中传播，由于波导具有高通传输特性，存在截止波长，导致低于某频率的波在波导内呈指数率衰减，波导的截止频率计算方法为[19]：

(m,n=0,1,2,…)

(7)

式(7)中：m,n用来表示波导内传输的信号模； (fc)mn为指定模工作状态下的截止频率；ε0为真空介电常数；μ0为真空磁导率；a为波导长边宽度；b为波导窄边宽度。由于波导传输特性，最低模式是TE10波，则此波导的截止频率(fc)mn=0.681 82 GHz。既在低于0.681 82 GHz处快速截止，增益呈指数率降低。

采用CST仿真软件对波导同轴转换器进行分析，其频域传输特性如图7所示。由图7可以看出：在0.7～1.7 GHz频带内，传输系数变化比较平缓，为天线的通频带，雷达工作在此频带内；在低于0.72 GHz处耦合效率急剧降低，与上文分析基本相符；在高于1.7 GHz处急剧降低并反复起伏，在更高频段呈逐渐降低趋势且起伏明显。在此体现到Le(f)随频率的变化。

图7 波导同轴转换器传输特性

综上，对于超宽带辐照信号，反射面天线类似于低频侧过渡带较窄，并快速截止；高频侧过渡带较宽，阻带纹波较明显的带通滤波器。

仿照天线特性，利用Matlab软件采用Butterworth滤波器构造一个带通滤波器，对辐照信号进行滤波，输出信号时域和频域波形如图8所示。此处只是对辐照信号波形通过滤波器直接进行滤波，未添加信号整体增益。

图8 对辐照信号进行带通滤波后时域和频域波形曲线

由图8可以看出，由于天线的带通滤波特性，会使耦合输出信号相较于辐照信号在频域上带宽变窄，输出信号主要能量频带集中于天线工作频带，并伴随有高频段起伏明显的副瓣；由于部分频谱分量缺失，时域上出现非线性失真，显现为信号峰值变弱，周期延拓，出现振荡衰减尾瓣。

当辐照信号峰值场强一致时，改变脉宽常数，当辐照信号频谱峰值点位于天线工作频带内时，才能使尽量多的辐照信号耦合进雷达，使辐照信号非线性形变最小，输出信号峰值功率最大。

为保证雷达正常工作，设计时通常要求天线带宽大于雷达工作带宽，造成在耦合接收超宽带信号时，输出信号主要能量覆盖整个雷达工作频段。当功率达不到烧毁接收机时，耦合输出信号会进入接收机形成类似目标的假目标回波，影响接收机正常工作。

4.3 辐照仿真分析

采用频谱峰值点位于天线工作频带内超宽带信号辐照仿真，结果如图9所示。

图9 辐照信号和同轴线输出端仿真波形曲线

从图9可以看出，在频域上天线通带内增益变化平缓，通带左侧的过渡段比较陡峭，增益急速降低。通带右侧过渡段增益下降比较缓慢，且有较大的旁瓣，起伏较明显，这与波导同轴转换器的特性相似。在同轴线输出端，信号变形较大，且由一个脉冲变成多个脉冲,总体呈振荡衰减形式，仿真结果与上文理论分析及滤波分析结果相似。

改变辐照信号脉宽常数，辐照结果如图10所示，由图10可以看出，辐照信号频谱峰值点位于天线工作频带内时，输出信号电压峰值最大，而不是越平均越好。

图10 不同脉宽下耦合信号的波形和频谱曲线

经验证，当辐照信号电压峰值一定时，频谱峰值点位于天线低频截止点附近，可使输出信号峰值点电压最大。

4.4 实验对照

采用超宽带高功率源对准实验雷达天线主瓣进行辐照，与理论计算和仿真设定一致。信号形式采用高斯一阶导函数脉冲，距离满足辐射天线远场要求，到达天线口面处电场峰值强度约为1 V/m。天线耦合接收辐照信号后由同轴电缆输出信号，如图11所示。对照图9可以看出，输出信号时域波形与仿真结果基本一致，整体呈振荡衰减形式。频域上高频侧过渡带较宽，过渡带和阻带纹波较明显，低频侧快速截止，与仿真分析一致。输出信号为宽带信号，频谱主要能量覆盖天线整个工作频段。

图11 辐照信号和同轴线输出端信号实验波形

由于辐照信号较弱，未达到烧毁功率，辐照信号进入接收机，在接收机内形成密集假目标干扰，且接收机底噪被抬高，遮挡正常信号，表现为对雷达的干扰效果。而且，由于辐照信号是超宽带信号，耦合输出信号接近覆盖天线全频段，即使雷达采用变频等方法仍无法消去干扰，效果与分析和仿真结果一致。

5 结论

通过对超宽带高功率微波辐照下抛物面天线输出特性进行分析和仿真，并进行验证，结果表明：抛物面天线在接收超宽带信号过程中，相较于工作频带内的窄带信号，耦合输出信号会出现非线性失真，在频域上表现为低于工作频带端增益迅速下降并截止，高于工作频带端增益缓慢下降并反复起伏，接收信号频谱主要能量覆盖雷达工作频段；在时域上，输出信号峰值电压显著变小，信号变成多个脉冲并呈振荡衰减形式。在计算和仿真中，可以通过设计相应的滤波器来简化计算，减少计算量。在未来雷达的防护设计中，可以通过减小雷达天馈系统的带宽，如在喇叭口处增加随发射信号频带变化的频选表面材料，尽量减少进入接收机的脉冲总功率和峰值功率，更好地保护接收机。