荣海林 袁一鸣 萧人菘 周怡凡

（山东大学控制科学与工程学院 山东省济南市 250061）

1 设计要求与分析

1.1 设计要求

设计并制作图 1 所示的三相 AC-DC 变换电路（2021 年全国大学生电子设计竞赛题目），该电路的直流输出电压U应稳定在 36V，直流输出电流 I额定值为 2A。

图1： 三相AC-DC 变换电路原理框图

（1）交流输入线电压 U=28V，I=2A 时，U=36V±0.1V。

（2）当 U=28V，I在 0.1A ～2.0A 范围内变化时，负载调整率 S≤0.3%。

（3）当 I=2A，U在 23V ～33V 范围内变化时，电压调整率 S≤ 0.3%。

（4）在 U=28V，I=2A，U=36V 条件下，AC-DC 变换电路的效率η 不低于85%。

（5）在 U=28V，I=2A，U=36V 条件下，AC-DC 变换电路输入侧功率因数不低于 0.99。

（6）在 U=28V，I=2A，U=36V 条件下，AC-DC 变换电路的效率 η 不低于95%。

（7）三相 AC-DC 变换电路能根据数字设定自动调整功率因数，功率因数调整范围为0.90～1.00，误差绝对值不大于0.02。

1.2 任务分析

题目的要求主要围绕三方面展开，包括

● 对 AC—DC 变换电路基本工作范围及电路总效率的要求；

● 负载变化率、电压调整率等衡量电路对不同条件下工作适应性参数的要求；

● 电路功率因数校正及功率因数可变的要求；

对于设计要求，三方面的要求对应着三方面的基本解决思路。

（1）根据任务参数要求设计 AC DC 整流模块，并根据电压实际要求不难发现，28V 作为交流电相电压，所对应的线电压应为 V，大于要求的 U，同时要求单片机电源也需要从交流端供电，因此需要在整流电路后加入 Buck 电路进行 DC DC 变换。

（2）负载变化率和电压调整率均为衡量直流侧输出电压随工作条件不同时稳定性的参数，因此不难发现，为实现输出端直流电压的恒定，必须在输出端进行电压的反馈闭环，来获取稳定的电压值。

（3）功率因数(PF) 是指，实际功率与视在功率的比率(W/VA)，其产生原因为电路中除了由电阻组成的阻性负载外同时还具有由电感电容组成的电抗，因此在电路中电流电压会由于电抗的的存在而不再同相位（图2），因此为了提高功率因数就要尽可能的减小电路电压矢量与电流适量的夹角。

图2： 感性容性负载对功率因数影响示意图

2 系统方案选择与论证

系统总体框架如图3 所示。

图3： 系统总体方案框图

2.1 硬件电路方案

由设计要求，电路在功能性上需要进行整流、进行电压闭环调控以及功率因数的校正电路部分主要分为整流主电路，进行电压采集和功率因数校正的电压比较器，提供MCU 工作的DC-¬DC 降压模块以及外围的保护电路。

2.1.1 整流电路

对整流方式，大致有以下三种方案：

（1）二极管不控整流电路；

（2）晶闸管相控整流电路；

（3）PWM 整流器。

PWM 整流器可实现能量双向流动并具有优良的输出特性，与二极管不控整流和晶闸管相控整流相比，具有以下特点：

1.可以实现能量的双向流动且功率因数任意可调；

2.网侧电流近似正弦化，谐波含量少；

3.具有较好的动态性能，适合动态性能要求高且开关频率变化快的场合；

4.直流输出电压稳定且电压波形品质高。

对于 PWM 整流器而言也有两种类型的电路：

1.直流侧采用电容为储能元件，提供一个平稳的电压输出，直流侧等效为一个低阻电压源的电压型整流器（VSR）

2.直流侧采用电感作为储能元件，提供一个平稳的电流输出，直流侧等效为一个高阻电流源的电流型整流器（CSR）

由于 VSR 的结构简单，储能效率高、损耗较低、动态响应快，控制方便，使得 VSR 一直是 PWM 整流器研究和应用的重点，本文也以电压型整流器为选择的整流方案。

具体，交流电经三相隔离变压器、三相自耦调压器整流部分采用全桥整流电路，由耐压 75V 的 N 沟道低导通电阻MOS 作为开关器件，并采用快关断电路使 MOS 具有更快速的快关断能力，其开关速度最大可达 100kHz，快关断速度可以有效降低滤波电路对电容电感等滤波器件大小的要求，从而可以有效的提升电路的总效率，同一相一对 NMOS 由MCU 生成的 SPWM 控制开断，从而控制电感电流 I的大小与相位。

2.1.2 采样电路

采样电路常用方案如下：

（1）选择电压电流互感器方案，分别通过 A/D 获取交流侧电压电流方案。

（2）选择霍尔传感器方案，线性精度差方案 。

（3）选择光耦隔离的电压采样方案 。

（4）使用高精度电流检测电阻和低温漂高精度电压检测电阻进行电压电流采样。

任务中要求尽可能提高功率因数，而本采样电路作为获取交流侧相位的手段，需要尽可能避免使用感性容性电路，否则会干扰电路的功率因数值，因此方案1 不适用，而霍尔传感器与光耦隔离电压采样的线性度差，不能准确的获取电流电压波形波形。

本方案采用电阻采样方案，并将电流通过电流放大器后输出至比较器，输出一个在过零点由负半区进入正半区时，触发电路产生上升沿，并在电压大于 0 时持续维持高电平，在电压进入负半区时产生下降沿。

2.1.3 降压电路降压电路可用方案如下：

（1）采用市面上常用的 XL4015 非同步降压方案，搭配非屏蔽线绕电感。

（2）采用自制 LM5116 同步 buck 降压方案，搭配屏蔽式扁平铜带电感，以及低导通电阻MOS。

由于整流后的直流峰值电压可以达 45V 以上，超过了市面上绝大多数降压模块的额定电压，且由于任务中对效率的要求，市面上的大功率方案具有较大的静态电流，会导致系统的整体效率降低，因此最终采用自制的同步降压模块：降压电路采用 LM5116 同步降压方案，用低导通电阻的 MOS管，代替传统方案中的肖特基二极管，由于 MOS 的低导通电阻，可以在导通情况下相比于肖特基二极管降低热损耗，从而满足任务中对效率的要求。

2.1.4 保护电路

为实现更加丰富的保护功能，保护电路采用自制模块。为了防止电路在不正确的输入下损坏，在输出端口前分别加入 TVS 管防止输入反接及静电危害，在输入输出各串联一个电阻值很小（0.01Ω）的采样电阻，当采样电阻上的分压达到预设阈值时，则此时电流达到额定值，此时断开电路进行保护。除此外，输入输出端口分别放置电压检测电阻网络，以保护电路在极端输入输出情况下不被损坏。

2.2 控制系统

在本方案中，采用主流的 STM32F407 作为主控芯片，F407 兼容市场主流的 STM32 系列产品，可以使用 cube¬mx进行便捷的移值和串口的设置，高性能的运力也让运行的速度可以更快速，多路的 A/D 和多个定时器也都满足了本方案的需求。

相较于滞环电流控制的双闭环结构需要进行解耦控制，在进行了大量的定量分析后仍无法解决相关问题，因此选用相对而言控制较为简单的单周控制技术。单周控制技术是一种非线性的控制技术，该控制技术最为突出的有点是，无论在稳态还是暂态，他都能够保证受控量的平均值恰好等于或正比于给定值，也就是说在一个开关周期之内能够有效的抵制噪声扰动既没有暂态误差也没有稳态误差，因此在本方案中采用单周控制技术进行 Uo 和 cosΦ 的调控。

单周期控制原理（One Cycle Control）, 它通过控制开关的占空比，使每个开关周期中开关变量的平均值严格等于或正比于控制参考量。平均输入电流跟踪参考电流且不受负载电流的约束，即使负载电流具有很大的谐波也不会使输入电流发生畸变。如图4 所示。

图4： 单周期控制示意图

3 程序设计

在程序设计时采用多中断嵌套的方法，可以有效的减少运算时间，得到更优异的性能，从而可以进行更高的 PWM频率，可以使得到的曲线更加的平滑；采用定时器的输入捕获，自动进行高电平的检测，相比于外部中断更加简洁方便，且由于自身带有滤波功能可以使获取高电平更准确，避免杂波信号的影响；用外部中断代替 while 中的扫描按键，可以有效的防止误按，且不会占用系统的时间，不会影响单片机的运算性能。如图5 所示。

图5： 中断程序示意图

4 实验数据及分析

4.1 稳态电压测量

如表1 所示。

表1： 稳态电压测量数据

该项实验数据达到任务要求稳态电压要求值。

4.2 负载调整率

如表2 所示。

表2： 负载调整率测量数据

该项实验数据达到任务要求负载调整率要求值。

4.3 电压调整率

如表3 所示。

表3： 电压调整率测量数据

4.4 电路效率

在 U=28V I=2A，U=36V 条件下（如表4 所示）

表4： 效率测量数据

该项实验数据达到任务要求效率 95% 要求值。

4.5 功率因数

如表5 所示。该项实验数据达到任务要求功率因数要求值，并在0.90 1.00 的功率因数范围内可调。

表5： 功率因数测量数据

5 总结与分析

该三相AC-DC 变换电路设计，由于电路参数的定量化设计和控制环的稳定控制，加以硬件元器件的选型和软件部分的良好设计，系统工作正常、稳定。经过实验测试，系统输出各项数据均完成设计要求中指标，部分数据具有超过指标要求的优势。