李 文，杨发顺，2，马 奎，2

（1.贵州大学大数据与信息工程学院，贵州贵阳 550025；2.半导体功率器件可靠性教育部工程研究中心，贵州 贵阳 550025）

模拟集成电路发展至今，其方向逐渐分为了两大类：信号链与电源管理，其中常用的电源管理类芯片有电荷泵（Charge Pump）、低压差线性稳压器（LDO）、开关型DC-DC 转换器、AC-DC 转换器、驱动芯片（Driver）和电源管理单元（PMU）等。这些开关电源，特别是DC-DC 转换器，常常被应用于数字信号处理器（DSPs）和混合信号模拟电路等集成电路中[1]，它们的作用是将输入电源电压有效地转换为适合于集成电路内部电路结构或外部耦合结构的电平[2]。例如，一个电源电压为3 V 的BCD 工艺的IC 可能在电路内部需要一个-2 V 的电平来使内部电路运行。随着集成电路工艺尺寸的不断缩减，对更小、更高效的开关电源的需求也越来越大[3]。

文中所设计的电路基于BJT 工艺，成本低，结构简单，能够轻松地产生反相电压，同时可扩展性强，可以通过改变开关电容电路结构实现电压的减半及加倍，进而能够有效地适用于各类电源应用中。

1 整体结构设计

文中所设计的电压反相电路如图1 所示，整体结构包括偏置电路模块、振荡器模块、驱动电路模块和开关电容电路模块。

图1 电路整体结构

其中，偏置电路模块的作用是产生一个相对稳定的基准电流IREF，将该基准电流IREF直接提供给振荡器，由此可以保证振荡器的输出信号在不同电源电压、温度以及工艺角条件下只产生微小偏差。振荡器模块则负责为电路产生一个方波信号，该方波信号的频率、占空比以及高低电平值对开关管的影响很大[4]，会间接地影响输出电压的大小与纹波[5]。驱动电路模块为开关电容电路模块提供对应的偏置电压及驱动电流，使开关管工作在合适的工作状态下。最后的开关电容电路模块利用开关管的开启与关闭状态的不断切换来对外部电容充放电，进而实现电路的反相功能，作为实现电路功能的核心模块，开关管的电流增益性能制约着整个电路的性能[6]，在选择开关管时必须十分谨慎。

2 主要模块设计

2.1 偏置电路

偏置电路如图2 所示，该电路的原型基于由Robert Widlar 于1971 年提出的Widlar 带隙基准电路，除了基准电流产生电路外，偏置电路还包括多支路镜像电流源及有源负载[7]，这些结构共同为后续电路提供稳定的偏置电流。

图2 偏置电路

该偏置电路包括启动电路、基准电流产生电路、串接镜像电流镜电路和互补对称电路。其中，Q27与电阻R1、R2、R3组成启动电路，在电路上电的瞬间启动偏置电路，进而启动整个电路；在启动以后，基准电流产生电路将产生基准电流IREF[8]，其大小可以根据式（1）计算：

串接镜像电流镜电路通过两个完全相同的晶体管Q30 与Q31 来对基准电流IREF进行分流，结果是流经Q30 集电极与Q31 集电极的电流刚好都为基准电流IREF的一半；互补对称电路由两条回路构成，第一条回路包括Q28、Q29、R28和R30，第二条回路包括R30、R27和Q28。

2.2 振荡器

振荡器电路如图3 所示，采用张弛振荡器电路结构，振荡器产生两组矩形波信号为S1 和S2 提供控制信号[9]。

图3 振荡器电路

该振荡器电路包含一个电容C1，利用该电容的充放电来实现锯齿波的产生[10]，其具体的充放电过程如下：

1）充电过程：当Q8 集电极为高电平时，Q6 开启，在Q6 集电极电流经过R10后，三角波的上升沿通过R10被拉低成低电平，Q6 集电极会输出低电平，Q10 基极也为低电平，Q10 集电极输出高电平，Q38开启，电容C1充电。

2）放电过程：Q11 发射级输出的三角波为下降沿时，Q9 的BE 结将下降沿拉成恒定800 mV 左右的高电平，Q9 集电极为高电平，Q7 集电极输出低电平从而Q10 集电极为低电平，Q38 关闭，电容充电终止开始放电[11]。

接下来Q40 与Q11 对产生的锯齿波电压进行采样并将采样信号输入由R10、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10 组成的整形电路，进而产生方波电流，最终在驱动电路模块中方波电流经上拉或下拉电阻产生方波电压[12]。在选择方波信号频率时必须要考虑开关管的特征频率与输出纹波等因素[13]，最终经过仿真调整，该方波信号的频率设置为60 kHz，占空比设置为50%，在此频率与占空比下能够保证开关电容电路电流充放完全，同时能够在电流性能与输出纹波之间选择一个较好的折中值[14]。

2.3 驱动电路及开关电容电路

驱动电路及开关电容电路为该设计的核心部分，其电路示意图如图4 所示，该结构参照了Dickson 电荷泵基本原理来进行设计，利用电容在充放电过程中两端的电压大小不会发生跳变的特性，来产生负电压。

图4 驱动电路及开关电容电路示意图

驱动电路负责提供开关管导通所需的驱动电压和驱动电流。驱动电压将为开关管提供合适的静态工作点，驱动电流则为开关管提供输出电流的控制信号；开关电路由两个二极管和两个开关管组成，两个二极管D5 和D7 具有单向导通性，它们之间可以产生一个压降，进而起到隔离电平的作用，两个开关管Q43 和Q47 通过导通与截止两种工作状态的切换来实现对开关电容的控制[15]。

开关管Q43 和Q47 的电流增益特性直接决定泵电容的充放电特性，在选择Q43 和Q47 双极型晶体管时必须充分考虑不同双极型晶体管之间的电流增益的差异，NPN 的电流增益会明显优于PNP，而VPNP 的电流增益会大于LPNP，根据电路中两个开关管的不同电平条件，最好的选择即Q43 为VPNP 晶体管、Q47 为NPN 晶体管。

2.4 电荷泵充放电原理

电荷泵充电与放电的原理示意图如图5 所示。

图5 电荷泵充放电原理示意图

两个开关管由两组信号F1、F2 同时控制，F1 与F2 信号是两组反相的控制信号，它们来自于振荡器产生的方波信号，一路信号直接通过电流镜实现了放大，另一路信号通过共射放大结构实现了反向放大，其中F1 控制S1，F2 控制S2，导通的时序是S1 先导通，S2 断开，电源为C2充电，然后S1 断开，S2 导通，泵电容C2放电，产生一个负的输出电压[16]。

3 模块参数分析

3.1 S1开关支路分析

如图6 所示为S1 开关支路，其具体控制关系如表1 所示。

图6 S1开关支路

表1 S1开关支路控制关系

将Q42 放大的镜像电流镜Q41 的电流作为开关管Q43 的整体驱动电流，调节电阻R18可以调节Q42放大的驱动电流，R18可以大范围粗调驱动电流，经过Q42 放大的驱动电流流进Q43 基级，R17越大，流进Q43基级的电流越大，Q43越容易进入饱和区，Q43的CE 结压降也就会更小，会提高输出的带负载能力。

3.2 S2开关支路分析

如图7 所示为S2 开关支路，其具体控制关系如表2 所示。

表2 S2开关支路控制关系

图7 S2开关支路

Q45控制Q47的通断，Q35控制驱动电流的大小，R25影响驱动电流的大小，R25越大驱动电流越小，Q34是放大管，放大来自Q35 的驱动电流，经Q34 放大的驱动电流驱动Q47 饱和导通。R20可以微调流进Q47基级的驱动电流，R20越大，Q47 的驱动电流就越大。

4 仿真结果

文中提出的电荷泵反相电路基于40 V 耐压BJT工艺，使用Spectre 仿真软件进行仿真。仿真时需要在输入端接入8～20 V 之间的不同电压，因此选取了8 V、10 V 与20 V 3 种比较具有代表性的输入电压。在进行空载与阻性负载的仿真时，输出端均接有一个1 μF 的滤波电容。

通过仿真，可以得到该电荷泵反相电路在8 V、10 V 和20 V 的输入条件下，空载时的输出分别为-7.178 V、-9.202 V、-19.24 V。

图8 为输入分别为8 V、10 V 和20 V 时输出电压随负载电流变化的曲线，在负载电流不断增大的条件下，输出电压的绝对值会逐渐减小。

图8 输出电压随负载电流变化曲线

如图9 所示为输出电压纹波随输出电容的变化曲线，由图像可得，在输出电容只有1 μF 的情况下，纹波为43 mV，对于电荷泵结构，该纹波电压值为电路带来的噪声大小是合理的[17]。

图9 输出电压纹波随输出电容变化曲线

5 结论

该文采用40 V 耐压BJT 工艺，设计了一种基于开关电容的反相电路，电路参照Dickson 电荷泵基本原理，设计了偏置电路、振荡器电路、驱动电路与开关电容电路，实现了对输入信号的反相。仿真结果表明，该电路具有较小的纹波且可以满足负载条件下的输出要求。