王毅，於灵，金阳

（中国电子科技集团公司第四十三研究所微系统安徽省重点实验室，安徽合肥230088）

开关电源技术是运用半导体功率器件实现电能高效率变换的一种技术，目前常用的DC/DC 变换器就是采用开关电源技术为各种系统提供二次供电，实现电压的变换和稳定[1-2]。

DC/DC 变换器为了实现输出电压稳定，必须采用闭环控制来实现[3]，闭环的过程：对输出电压进行采样，将采样信号与基准电压比较，经运放电路产生误差放大信号，误差放大信号进入PWM控制器，实现脉宽调节，这套电路通常被称为电压环(电压反馈)[4]；为了实现变换器的快速响应，在闭环控制中还会加入电流环控制[5-6]，即对输入的脉冲电流进行采样和滤波[7]，利用电流的梯形波作为PWM 控制的一路比较信号，与电压环反馈的误差放大信号进行比较，产生需要的PWM 控制信号[8-9]。

理想情况下电流取样信号应该是类梯形波的形状，但在实际电路中，梯形波的电流信号前端总会夹杂无用的尖峰干扰信号[8]，而且尖峰的大小和宽度是与主电路的参数设计相关的。这种尖峰信号对电路的稳定性是有害的，增大了电路的输出纹波，同时干扰了电路的正常工作频率，产生谐波自激，严重时会使变压器饱和，电路无法带满载，效率极低等。

以常用的反激电路拓扑为例，对电流尖峰的危害、产生机理进行分析，并在分析的基础上，提出相应的解决措施，总结出电路设计中应该注意的事项。

1 反激电路中尖峰电流的现象与危害

1.1 反激电路的设计

反激电路是DC/DC 变换器中常用的电路拓扑形式，图1为一款反激变换器电路[9-10]，电路采用了电流型的PWM 控制片UC3844 作为主控制器，主电路包含了功率开关管Q1、反激变压器T1、输出整流管D1等几个部分。图1中C3、R8是变压器尖峰吸收电路[11]，C10、R15是MOS 管尖峰吸收电路，C5、R3是整流管电压尖峰吸收电路[1,12]。

图1 反激变换器电路图

MOS 管下端R9为输入电流的取样电阻，R9上的电压Uis反映了输入回路中电流的变化，该电流波形的采样信号Uis通过RC滤波器(R5、C6)，滤除电流波形前端的尖峰干扰后,将信号Us传递到PWM 控制器的电流采样信号输入端。

工作过程如下：在MOS 管Q1 开通期间，将输入电压加到反激变压器上，电流呈线性增加，关断期间，电流为零，所以Uis的波形是梯形波（等效于电流波形），波形的前沿有电流尖峰，如图2所示。

图2 反激变换器正常工作时Uis波形

在电流环控制电路中，Uis取样信号要经过RC（图1中的R5、C6）滤波电路后将电流信号传送到PWM 控制器的电流信号输入端[13]，电流尖峰是会被滤波电路滤除掉一部分的，如图3所示，Us是正常工作时，传送到PWM 控制器的电流采样信号，前端尖峰已滤除。

图3 反激变换器正常工作时Us波形

1.2 电流尖峰的危害

当电流波形的前沿尖峰幅值很大，持续时间很长，电流尖峰的干扰不能被有效滤除时，电路工作在自激状态，Uis的波形将会出现如图4所示梯形波，波形中会缺失一个（或多个）梯形波，输入到PWM 控制器电流取样端的信号Us如图5所示,产生次谐波的自激，单个梯形波的工作时间变长，如果没有单脉冲的占空比限制，严重时会造成变压器饱和，电路效率降低，无法带满载，电路的输出纹波增大等。

图4 反激变换器失稳自激时Uis波形

图5 反激变换器失稳自激时Us波形

2 电流尖峰产生机理分析

既然电流信号前端的尖峰干扰危害较大，就要想办法减小它，首先要清楚电流尖峰产生的机理，这需要从MOS 管开通时的电路工作状态进行分析。

反激电路工作过程：当MOS 管Q1 关断时，变压器的能量传送到副边，副边整流管D1 导通，MOS 管DS 承受的电压是：[14]

其中，Uin是输入电压，Uo是输出电压，N1/N2是变压器原副边匝比。

当MOS 管Q1 开通时[15]，原边C3、C10上的电流都会通过Q1 瞬时释放掉：1）C3的放电电流会流过电流取样电阻R9，形成电流尖峰；2）C10的放电电流流过电流取样电阻R9，形成电流尖峰；3）在MOS 管Q1 开通时，副边整流管D1 关断，C5的充电电流会通过变压器折算到原边电路中，并流过Q1 和R9形成电流尖峰；4）D1 关断时的反向恢复电流及管子的结电容Cd1的充电电流都会通过变压器折算到原边电路中，并流过Q1 和R9形成电流尖峰。这些电流就组成了输入端电流取样信号前端的电流尖峰信号。

可以采用以下方法进行简单的电流计算。

1）C3的放电电流峰值

电流峰值：

电流宽度（近似认为半周期是一个f值）：

2）C10的放电电流峰值

电流峰值：

电流宽度：

3）C5的放电电流峰值

D1 上承受的反电压：

电流峰值：

电流宽度：

折算到原边的电流峰值：

4）D1 的反向恢复电流和结电容充电电流

整流管D1 的结电容在反向充电时也会产生电流尖峰iCD1，电流的大小与整流管的参数和线路的阻抗有关，宽度与结电容的大小成正比。

如果D1 是肖特基二极管，一般可以忽略反向恢复时间，如果是快恢复或超快恢复二极管，则反向恢复时间与反向恢复电流iD1的大小和宽度成正比。

iCD1和iD1的大小，一般通过实验或仿真得到，不易计算，但可以通过分析掌握规律，合理选择整流管。

反向充电电流折算到原边的电流为：

反向恢复电流折算到原边的电流为：

3 解决措施及仿真设计验证

通过以上分析可知，电流信号前端的尖峰干扰是由吸收电路的充放电电流和整流管的反向恢复电荷产生的，无法完全避免，但可以通过合理设计来减小。

下面通过一个具体的反激电路，运用仿真验证的手段[16]，给出减小电流前端尖峰干扰的设计方法，提出解决措施。设计了一个反激式DC/DC 变换器，电路图如图1所示，电路主要参数：输入为160 V、输出为5 V、工作频率为100 kHz，变压器原副边匝比为N1∶N2=10∶1。

参数设计中，给出了以上4 个产生电流尖峰的电路单元参数的设计方法，并对初始参数通过仿真这一方便快捷的手段进行修正[16]。输入电流如下：

其中，i′o是与负载有关的电流，其余是电流尖峰的组成部分。

电流尖峰是前4 个电流的叠加，在该电路里由于输入电压高，输出电压低，所以通过公式可以简单地判断出：ic3的幅度占比较大，尖峰电流的主体宽度基本上以τ1为主。

以下取R9（1.8 Ω）上的电压波形代表电流波形，单位为V。电流宽度单位为μs。

1）C3、R8的设计

C3的作用是吸收掉变压器漏感产生的电压尖峰，所以C3的值与变压器漏感有关，工程设计一般是在无吸收电路的情况下，测量MOS 管上的电压尖峰，然后加入C3，将电压尖峰压到MOS 管承受的合理范围（考虑降额）[15]，该电路中，C3的合理范围是300～1 000 pF，C3增大会引起损耗增大，电路的效率降低。

R8的值应该尽量大，同时C3、R8的乘积要小于开关周期的五分之一（便于RC滤波器电路滤除尖峰干扰）。

从满足以上条件的电路参数中，选择了表1和表2中的R8和C3进行仿真设计,验证电流尖峰的大小和宽度。不同的R8和C3对应电流取样信号的尖峰幅值和宽度如表1和表2所示，电流取样信号的尖峰波形如图6和图7所示。

表1 R8变化时电流取样信号的变化表

表2 C3变化时电流取样信号变化表

图6 R8变化时电流取样信号波形图

图7 C3变化时电流取样信号波形图

通过分析表1和表2的结果，最后选择了C3=300 pF、R8=1 kΩ。

2）C10、R15的设计

C10是并联在MOS 管DS 间的电压尖峰吸收电容，设计的原理和作用同上，首先通过实验确定区间范围，然后通过仿真确定最终的C10=100 pF、R15=1 kΩ，这里不再赘述，文中要讨论的是C10、R15的电路接法对电流尖峰的影响。合理的接法如图1实线所示，还有一种接法如图1虚线①所示。

R15接法不同，电流尖峰的幅度和宽度不同，如表3所示，电流取样信号尖峰波形如图8所示。

表3 MOS吸收电路接法不同时电流取样信号变化表

图8 R15接法变化时电流取样信号波形图

从表3和图8的结果可以看出，R15连接到取样电阻下端时，放电电流流过取样电阻，导致电流尖峰和宽度增大。所以在设计C10、R15时，推荐图1实线解法。

3）C5、R3的设计

C5、R3的设计主要是为了减小整流管在关断时，变压器的漏感在整流管上产生的电压尖峰应力，设计方法同上，也是根据整流管的电压应力确定C5的合理区间，这里确定了范围为10 pF～5 nF，R3的值可限制整流管开通时的放电电流和整流管开通时的充电电流，因为充电电流会通过变压器感应到原边，是原边尖峰电流的一部分，选取了不同的R3和C5验证电流尖峰的大小和宽度，电流取样信号的尖峰的幅度和宽度如表4和表5所示。

表4 R3变化时电流取样信号变化表

表5 C5变化时电流取样信号变化表

从表4和表5结果可以看出：1）C5不变，R3减小时，电流取样信号尖峰增大，宽度减小。2）R3不变，C5增大时，宽度增大。由于是低压输出折算到高压原边的电流较小，所以副边C5、R3的变化对电流取样信号尖峰和宽度的影响较小、不敏感，但如果是高压输出时，这个电流的影响很大。这里选择C5=1 nF、R3=1 kΩ。

4）整流管的设计

选取的整流管首先要满足主电路电流和电压的设计要求，在此基础上选择了几款整流管来对比电流尖峰的大小和宽度，找出设计的方法。

10mq060 是肖特基二极管,反向恢复时间较小，可忽略，结电容为38 pF；MUR810 是超快恢复二极管，反向恢复时间为35 ns，结电容为80 pF；MUR860是超快恢复二极管，反向恢复时间为60 ns，结电容为80 pF。不同的整流管，电流取样信号尖峰的幅度和宽度如表6所示。

表6 不同整流管时电流取样信号变化表

从表6结果可以看出，当整流管选择肖特基二极管时，由于反向恢复时间短、结电容小，所以电流尖峰和宽度较小；选择超快恢复二极管，反向恢复时间长，电流尖峰和宽度变大。因此在电路设计中优选肖特基二极管作为整流管，这里选择肖特基二极管10mq060 作为整流管。

但是，在高压输出（一般100 V 以上）的场合，由于肖特基二极管的耐压最大只有200 V，所以会经常采用超快恢复二极管作为整流管，这里就存在反向恢复时间长的问题，电流尖峰的宽度较宽，这时只能通过降低开关频率，使开关频率远大于尖峰频率，然后设计滤波电路的RC时间常数，使之介于电流尖峰宽度和开关周期之间，这样能有效滤除电流尖峰的干扰,同时保留有用的基波（开关频率）电流信号。

通过以上的设计，最终采用的电路参数：C3=300 pF、R8=1 kΩ、C10=100 pF、R15=1 kΩ（图6接法）、C5=1 nF、R3=1 kΩ、D1 为10mq060(SCHOTTKY)，验证了其工作状态稳定，工作波形正常，电流尖峰较小，经RC滤波器电路后，在PWM 的电流取样端的波形没有了尖峰干扰。

4 结 论

电流环控制中，电流取样信号Uis前端一般都有电流尖峰，这样会引起电路工作失稳，电流尖峰虽然可以通过RC滤波电路进行滤除，但根本的方法还是要在源头减小尖峰：主要是设计RC尖峰吸收电路时，在保证抑制电压尖峰的基础上，减小吸收电容，适当增大吸收电路的串联电阻，同时保证RC乘积远小于开关周期；MOS 管并联吸收电路的接法要保证吸收电路中的放电电流不要流经电流取样电阻；输出整流管优选肖特基二极管，当选择超快恢复二极管时，要选反向恢复时间短、结电容小的管子，同时要降低开关频率，合理设计RC滤波的时间常数来消除较大尖峰的干扰。通过这些方法的运用，设计了多款产品，设计结果良好。

以上，只针对RC吸收电路进行了分析，在实际电路中还有RCD 吸收电路，LCD 无损吸收电路等，这些都可以参照上面的方法进行分析和运用。