微带线T型一分四功率分配器设计

2021-10-25卢慧

电子测试 2021年19期

卢慧

(商丘职业技术学院,河南商丘,476100)

0 引言

功率分配器和组合器在微波放大器方面有着重要的作用。功率分配电路可以将输入信号分成不同的自信号分量，而组合器可以将特定的相位与幅度特性的多个信号组合后输出。随着移动通信技术的发展，特别是移动通信的全球移动通信系统和个人通信系统等相关技术的发展，需要功能更强大的更复杂的微波器件。对于一般的基带部分往往需要将微波功率进行一分二或者一分四。不同的应用场景中，对于功率的分配比例，以及各接收端的隔离度会有不同的要求。功率分配器有很多种，最常用的是T型功率分配器和威尔金森功率分配器。传统的威尔金森功率分配器仅以一个设计频率及其所有奇数谐波工作。威尔金森功率分配器随之频率的升高，波长与隔离电阻的尺寸相比拟，此时电阻的分布参数对于整个电路不能忽略。当使用在大功率场景时，隔离电阻的功耗就会变大，整个电路的损耗就会变大，同时隔离电阻对应的体积也会变大，对于对尺寸要求较高的场合，威尔金森功率分配器往往难以实现。而T型功率分配器可以克服上述的缺点，但是各个输出端口之间的隔离度难以达到威尔金森功率分配器的程度。但对于输出端口隔离度要求不是太高的情况下，T型功率分配器完全可以满足设计要求。

在过去的几年中，国外研究人员已经设计出了单端至平衡功率分配器。由于它们没有共同集成额外的带通滤波功能，因此它们显示出相对较窄的带宽共模抑制以及较差的通带选择性和谐波抑制能力[1]–[3]。W.Feng 基于理想的180°相位逆变器的新型宽带单端至差分模式功率分配器被构想为实现更宽的频带共模抑制[4]。然而，缺点是缺乏直流隔离和同时带通滤波功能，无法在更高效的电路中进行多功能操作。

上述研究都是基于功率分配器在不同场合下的应用，由此可见功率分配器是射频及微波电路中非常重要的器件[5],[6]。本文主要研究基本的功率分配器设计过程。功率分配器的种类有很多，微带线型的结构成本更低[7]，在印制电路板中也更容易实现。同时基于结构的对称，这里主要研究一分四型的功率分配器。

1 理论和设计

本文设计一款一分四功率分配器[8]。为了方便情况，要求使用微带线设计，中心频率2GHz。基板材料为FR4，相对介电系数4.4，损耗角正切值为0.02，厚度为0.8mm。四个输出端口等幅同相输出，各端口阻抗50 欧姆。输入端口在中心频率处反射系数小于-25dB。四个输出端口彼此的隔离度由于-10dB。

本文的设计基本结构图如图1 所示。图中设计共有12段微带线。L1 是输入段传输线，实际主要用来接入SMA 接头。L2 是四分之一传输线，用来完成输入端口阻抗与四个输出端口阻抗的匹配，此时L2 对应的阻抗为25 欧姆。根据微带线计算结果可得，L2 段的长度和宽度分别为19.59mm 和4.15mm。L3 和L4 段等效于一分二的传输线，此两段对应长度为半波长，其阻抗为25 欧姆。故而此两段宽度和L2 一致，长度为L2的两倍。剩下的L5～L12 八段微带线对应阻抗为50 欧姆，长度为四分之一波长。其长度和宽度分别为19.59mm 和1.5mm。从图中可以看出，一分四功率分配器结构对称，若端口1 接入50 欧姆信号源，其他端口都接入50 欧姆负载，各负载上会平均分配端口1 的信号能量。各个输出端口到达输入端口的信号路径长度一致，故而其各输出端口获得的相位一致。但输出端口相互之间的距离以及输出端相对于输入端距离的不同，各个端口之间的隔离度会有所不同。

图1 一分四功率分配器基本结构图

为了提高信号传输效率和减低损耗，需要在拐角地方进行削角处理。在L5 和L6 的拐角地方，削角总长度本文选择1.8mm。同此拐角对称的其他三个拐角也进行相同的削角处理。由于L5 和L7 共同分担了L3 的宽度。在L5 相对于L3 对应的拐角处，其削角处理的长度选择L5 宽度的一半。同理L7和L3 之间的拐角也做相同的削角处理。和上述拐角对应的两外两个拐角也做相同处理。最后是L3、L4 相对于L2 的拐角处的削角处理。L3 和L4 共同分担了L2 的宽度。所以这两处拐角的削角处理长度选择L3 或L4 宽度的一半。削角处理后的实际微带线如图2 所示。通过图2 可以明显看出削角处理的结果。削角处理的结果可以使信号更为平稳，同时各端口的隔离性会更好。

图2 一分四功率分配器实际尺寸

2 仿真及结果

根据上述微带线的尺寸，在HFSS 中仿真，计算了1.5GHz到2.5GHz 的仿真结果。图3 为端口1 的反射系数（S11）。根据图3 的结果可以看出，在2.0GHz 到2.1GHz 之间，端口的反射系数优于-25dB。说明在这个频率范围内信号的反射能量低于1%，认为几乎不发生反射。也即当输入端口（Port1）接入50欧姆内阻的信号源时，功率分配器可以获得最大功率。

图4 为各个输出端口（Port2～Port5）相对于输入端口（Port1）之间的插入损耗（S21，S31，S41，S51）。通过图4 可以看出，在2.0GHz 到2.1GHz 之间，四个损耗值最大差值为0.5dB，误差率（dB 值误差率）小于7.5%。由此看出四个端口的输出功率几乎一致。虽然有些误差，但是输出功率的一致性很好，也即功率分配的比为1：1：1：1。各输出端口到输入端口的路径距离一致，输出功率的误差主要来自于各个输出端口与输入端口之间的耦合系数不一致所带来的。

图5 为各个输出端口（Port2～Port5）相对于输入端口（Port1）之间的相移结果。通过它图5 可以看出，在整个计算区域内，四条相移曲线几乎重合，也即四个端口获得相同的相移。四个输出端口之间没有相对相移。不管是在2.0GHz 到2.1GHz 之间还是整个计算区间。各个端口的相移曲线近似线性，即各个端口的群相移恒定。当输入信号包含多频率成分时，在输出端不会因为群相移而产生信号畸变。由于信号相位只与信号传输距离有关，各个输出端口到输入端口的距离一致，故而在各个输出端得到的相移是一致的，即输出端口之间没有相位差。

图6 为四个输出端口（Port2～Port5）之间的隔离度结果。通过图6 可以看出隔离度的结果主要分为两类，以图2的Port1 为中线，在中线同一边的两个端口之间其隔离度要差些，中线两边的端口之间隔离度要好些。出现上述结果的原因主要是因为同一边的两个端口其物理尺寸更近一些，由分布参数得到的耦合性更高一些。同一类的隔离曲线几乎重合，可以看出隔离的一致性很好。在2.0GHz 到2.1GHz 之间，各个输出端口之间的隔离性都由于-11.4dB。