徐 海，张学增，刘宏勋，田 锐

(1.河北工业大学电气工程学院省部共建电工装备可靠性与智能化国家重点实验室，天津 300130；2.河北工业大学电气工程学院河北省电磁场与电器可靠性重点实验室，天津 300130)

坚强智能电网以及泛在电力物联网的提出对电能变换装置提出了新要求。近年来，多级电源变换器，又名电力电子变压器(PET)的研究受到广泛关注，随着以新材料碳化硅为代表的功率器件的研究不断深入，高性能谐振变换器技术逐渐成熟。

多级电源变换器是一种能实现不同电能特征相互转换的智能变压器。它除了能实现传统变压器电气隔离与电能变换的功能之外，还具有丰富的特性，如具备直流端口，可接入分布式可再生能源，进行功率调控等[1]。此外，由于变压器高频工作，其体积和质量相较于工频变压器可明显减小，小型轻量的同时也便于模块化集成，亦可级联单元以满足不同电压等级的需求。图1 为多级电源变换器的部分应用展望[2]。图2 为PET 的发展历程及相关研制成果[1-7]。

图1 多级电源变换器的部分应用展望

图2 PET的发展历程及部分研制成果

三级电源变换器的结构大多采用如图3 所示的模块结构，即输入整流级，中间隔离级和输出逆变级。为满足高压大功率的需求，输入侧常采用级联单元的形式以承受高压侧电压。

图3 三级电源变换器模块结构

由于高性能碳化硅器件的发展，应用新材料器件研制变换器成为一大热点。此外，为提高效率及功率密度，在DC/DC 隔离级，谐振变换器的应用更为广泛[8]。该单元设计即在DC/DC 环节应用CLLC 谐振变换器对单相三级变换器单元进行设计和仿真验证。该单元采用如图3 所示的模块结构，各模块独立控制，以便于设备之间独立与集成。考虑到后续样机设计所采用的碳化硅功率器件耐压水平多为1.2 kV，故所设计单元整体电压变换为220 V AC 到220 V AC，谐振变换器的直流电压变换为500～400 V。整流模块和逆变模块均引入比例谐振(PR)控制，采用单极性倍频调制。此外，考虑到直流侧出现的二倍频脉动，引入串联谐振电路加以抑制。对CLLC 谐振变换器的参数设计采用基波分量法，控制方式为定频率控制。在Simulink 中搭建传输功率5 kW 的各个模块的仿真模型并集成，结果验证了所设计单元的可行性。这对后来进行能量双向流动，级联单元的研究以及各个模块样机的制作打下了基础。

1 整流模块

对于整流模块，选用拓扑为单相全桥电压型整流(VSR)电路，脉冲宽度调制(PWM)整流器的结构如图4 所示。该单元开关管的类型均为全控型的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，以便后续采用碳化硅器件进行样机的研制。

对于单相整流电路来说，输入侧的单位功率因数、输出侧的稳定直流电压及较少的谐波污染是重要指标，另外还需考虑到开关器件的工作状况以延长使用寿命。对此需考虑良好的控制策略和调制方式。

图4 单相全桥电压型PWM整流器拓扑

单相整流通常采用的控制策略为电压电流的双闭环控制，电压外环和电流内环均采用比例积分(PI)调节，但考虑到电流内环采用PI 调节时，其对正弦信号的跟踪控制为有差系统，且抗干扰性较差，故为实现对输入电流的无静差调节，电流内环采用PR 控制。其本质是设置与输入关联的谐振频率，以获得较大增益来实现对一定频率交流电流的无静差调节，消除稳态误差[9]。采用PR 调节的双闭环控制结构如图5所示。

图5 双闭环控制策略框图

正弦脉冲宽度调制(SPWM)通常采用双极性调制，通过比较正弦调制波与三角形载波的大小控制开关管S1和S4同时导通或关断，与S2和S3交替工作。该方式会使得高频通断的开关管损耗加大，影响使用寿命。为克服上述缺陷，同时减少输入侧的谐波含量[10]，整流器和逆变器的调制方式均采用单极性倍频SPWM 调制，其原理如图6 所示。S1和S2的通断由调制波ur与载波比较控制，S3和S4的通断由－ur与载波比较控制。该方式下，vmn对应三种电压模式，输出脉冲频率是开关管的两倍。

图6 单极性倍频SPWM 调制原理

假定在理想情况下，忽略电能变换过程中的能量损耗以及交流输入侧为单位功率因数，则根据功率守恒，交流输入侧功率Ps等于直流输出功率Pdc1。根据文献[11]的计算，实际输出的直流电压为包含二倍频分量的脉动直流电压，如式(1)所示。

为获得更加稳定的直流电压，除了考虑控制策略以及调制方式外，还针对输出用功率解耦的方式加入谐振电路以减小二倍频脉动的影响，如图4 所示。谐振频率为100 Hz，以此来计算L1和C1谐振参数，如式(2)所示。

2 CLLC 谐振变换器模块

2.1 拓扑结构与工作原理

考虑未来可拓展模块的需求以及针对储能系统等应用的能量双向流动的需要，中间隔离DC/DC 级可考虑采用双有源桥(DAB)或谐振变换器拓扑。该模块设计采用CLLC 谐振变换器，其拓扑结构如图7 所示。相较于DAB，其更适合于中小功率工作条件，效率及功率密度更具优势[10]。

图7 CLLC谐振变换器拓扑

变换器在正向工作时，原边同一桥臂的开关管以50%的占空比互补导通，副边开关管以反并联二极管进行不控整流。当需要能量反向流动时，原副边开关管的工作情况相反[12]。变换器的电压增益与工作频率fs密切相关。当变换器工作时，根据副边二极管是否导通对应的输出电压是否对变压器电压钳位可得到变换器的两个谐振频率fr和fm，如式(3)～(4)所示：

对fs和fr的比较对应着变换器工作的三种模式，即fs＞fr的过谐振模式，fs＜fr的欠谐振模式及fs=fr的准谐振模式。通常变换器应工作于欠谐振或准谐振模式，以保证变换器的效率和性能，实现原边开关管的零电压开通(ZVS)及副边二极管的零电流关断(ZCS)。以欠谐振工作模式为例，分析半个周期电路的四种工作状态如图8 所示，相应的波形图如图9 所示。

图8 变换器半个周期的工作状态

对照图9 进行分析，对于工作状态1：t1～t2，原边S5、S8零电压导通，谐振腔中元件均参与谐振，能量由原边传向副边，副边S9、S12的反并联二极管导通。对于工作状态2：t2～t3，谐振电流iLr等于励磁电流iLm，副边谐振电容退出谐振，能量不再传递，由于不控整流，S9、S12的反并联二极管零电流关断。对于工作状态3：t3～t4，工作状态进入百纳秒级的死区时间，S5、S8关断，此时S5、S8结电容由谐振电流充电，S6、S7结电容放电，直至S5和S8开关管两端电压上升为输入直流电压，S6和S7为0，为其ZVS 创造条件。对于工作状态4：t4～t5，结电容充放电结束，S6和S7的续流二极管为谐振电流续流，此时谐振电流与励磁电流不再相等，谐振腔所有元件参与谐振，原边能量传向副边，S11、S10的反并联二极管开始导通。

图9 欠谐振工作模式下的波形图

2.2 基波近似法特性分析

对于设置变换器工作于谐振点附近来说，以基波近似法(FHA)来分析其特性最为适宜。以模态分析法对此分析虽更为精确，但由文献[13]可知其计算量庞大，颇为复杂。基波分析法对于电压增益的分析与元件参数选取甚为重要，其本质是将变换器的方波电压按照傅里叶变换分解后以三角函数基波分量来替代。图7 对应的基波等效电路如图10 所示[14]。

图10 所选拓扑对应的基波等效电路

经分析计算，其电压增益的表达式[12,14]为：

式中：fn为标幺频率，其值为实际开关频率fs与谐振频率fr的比值；Q为品质因数，其值为特征阻抗Z与等效电阻的比值；k为励磁电感与谐振电感的比值；m为副边等效谐振电容与原边谐振电容的比值。谐振频率fr、特征阻抗Z与等效电阻的表达式为：

如式(6)所示，当与Q、k、m相关的元件参数确定后，电压增益便是与开关频率密切相关的因变量。为便于确定元件参数，在Matlab 中绘制不同参数下式(6)所示的电压增益曲线，如图11 所示。据此分析可确定谐振变换器的关键设计参数。本文选取电压增益为1。

3 逆变模块

逆变模块的分析与整流模块类似。拓扑选择为单相全桥电压型逆变电路，其结构如图12 所示。

图11 不同参数下的电压增益曲线

图12 单相全桥电压型PWM逆变器拓扑

逆变模块仍采用单极性倍频SPWM 调制。为实现对输出电流较好的控制并且对负载的扰动实现一定的抑制，控制策略拟采用具备负载电流前馈的双闭环控制[15]。如前文所述，当采用PR 调节时，电压或电流的跟踪性能因无静态误差，相比PI 调节更为出色，故为获得理想的目标波形，该逆变模块采用电压电流环的PR 控制。逆变模块的控制策略框图如图13 所示。

图13 逆变器控制策略框图

4 仿真实验

根据上述对各个模块的分析及后续参数的计算，在Matlab/Simulink 中搭建的三级电源变换器单元模型如图14所示，包含了单元拓扑结构及各模块的控制策略框图。主要参数及数值的选取如表1 所示。

图14 三级电源变换器单元模型拓扑及控制框图

表1 三级电源变换器仿真参数

考虑到开关器件的耐压水平，该单元各模块的电压变换为：220 V AC～500 V DC、500 V DC～400 V DC、400 V DC～220 V AC。整流及逆变侧的开关频率设定在10 kHz，谐振变换器的开关频率为额定130 kHz。逆变侧负载电阻为9.66 Ω，传输功率5 kW 时的稳态仿真波形如图15 所示。

图15 稳态仿真波形图

由图15 可知，在阻性负载条件下，输入及输出侧功率因数均大于0.99，近似单位功率因数。谐振变换器开关管实现了软开关。上述仿真结果表明，该三级电源变换器单元的设计较为合理，这为后续设计双向流动单元，级联单元的高压变换器及应用新材料器件进行样机的研制提供了支持。

5 结束语

本文对多级电源变换器的特点及发展脉络进行了介绍，而后提出了一种单相三级电源变换器单元中各个模块的设计，包括拓扑结构的选择、控制策略及调制方式等。整流和逆变模块均采用PR 控制以改善系统性能，在整流直流侧引入谐振电路以抑制二倍频率的脉动。应用基波分析法对CLLC 谐振变换器进行了设计，控制策略为定频率控制，实现了定频率130 kHz 下开关器件的软开关。仿真结果验证了所设计的各模块以及集成为单元的可行性，为后续进行功率双向流动的研究，进行级联单元以满足不同应用需求的研究以及应用碳化硅器件进行样机单元的研制提供了依据。