赵景 张赛

摘  要： 在高压开关场合的IGBT串联应用中，由于IGBT本身、电路参数、器件温差、驱动信号差异、寄生电容差异等因素的影响，使得IGBT串联使用中存在电压失衡导致高压击穿的问题，影响整个系统的正常工作。因此，文中就导致电压失衡的因素进行分析与研究，针对造成电压失衡的影响因素进行理论分析，对IGBT串联电压失衡机理进行了较为深入的研究，并提出平衡串联IGBT串联动态电压的方法。通过分析得出引起串联IGBT动态电压失衡的根本原因有三方面：动态阻抗不一致导致的动态分压不一致;开关时刻及速度不一致;寄生电容引起的分流导致各级IGBT流过的电流不一致。

关键词： IGBT串联使用; 串联电压失衡; 失衡因素分析; 电压平衡方法; 高压击穿; 理论分析

中图分类号： TN834?34; TP391.4             文献标识码： A                          文章编号： 1004?373X（2020）20?0126?05

Study on unbalance mechanism of IGBT series voltage

ZHAO Jing1， ZHANG Sai2

（1. Xuchang Computer Application Engineering Technology Research Center， Xuchang Vocational Technical College， Xuchang 461000， China;

2. Xuchang Electrical Vocational College， Xuchang 461000， China）

Abstract： In the application of the insulated gate bipolar transistor （IGBT） series in the high?voltage switch occasions， there is a problem of high?voltage breakdown caused by voltage imbalance in series application of IGBT due to the influence of IGBT itself， circuit parameters， device temperature difference， driving signal difference， parasitic capacitance difference and other factors， which affects the normal operation of the whole system. Therefore， the factors that lead to voltage imbalance are analyzed and studied， and the influencing factors of voltage unbalance are analyzed theoretically. The in?depth study on the mechanism of IGBT series voltage imbalance is carried out， and a method of balancing series IGBT series dynamic voltage is proposed. Three fundamental reasons for the unbalance of series IGBT dynamic voltage are concluded. They are dynamic partial pressure inconsistency caused by dynamic impedance inconsistency， switching time and speed inconsistency， and  inconsistency of currents flowing from all level IGBTs， which is produced by the shunt caused by parasitic capacitance.

Keywords： IGBT series application; series voltage unbalance; unbalance factor analysis; voltage balancing method; high?voltage breakdown; theoretical analysis

0  引  言

随着科技的发展，绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）技术取得了突破性进展，被经常应用在高压变频器、高压脉冲电源、高压固态开关等领域中[1]。随着产品电压的不断升高，单IGBT模块不能满足设计电压需求，进而采用IGBT串联来实现对高电压的控制，这就需要考虑IGBT串联电压失衡问题。

据统计，在IGBT技术应用方面，国外做得最好的是英飞凌及ABB，但国内的中车公司也取得了较快的进步。现在单IGBT的最高电压等级达到6.5 kV，电流等级达到750 A，但很多情况下的高压电路电压等级要达到100 kV或以上，仍需IGBT串联才能满足电压等级的实际需求;另外， IGBT的开关速度已达到百纳秒级，将IGBT晶体管串联应用时，随着IGBT的开通与关断，每个IGBT上的电压会出现变化，即IGBT串联动态均压，当IGBT动态均压效果不好时出现IGBT串联电压失衡，直接影响高压电源系统开关的性能，甚至出现IGBT器件过压击穿的问题[2]。因此，为了高压系统能够安全、可靠、稳定的运行，同时保障工作人员及财产的安全，研究串联IGBT电压失衡的机理显得十分必要。

本文针对导致IGBT串联动态电压失衡的因素及其对动态电压分布趋势产生的影响进行了系统研究，且提出了平衡IGBT串联动态电压的方法，具有广泛的普及性和通用性，对动态电压不平衡控制的研究具有非常重要的意义。

1  IGBT串联电压失衡因素

1.1  IGBT串联电压失衡机理

通常在IGBT器件特性及外围电路等处在理想情况下，它的有效参数及开关速度完全一致，串联IGBT器件的动态电压是理想的，不存在不平衡问题，各个IGBT电压是均衡的。但实际上，晶体管IGBT及外围电路并不是理想的，存在参数及外围电路难以保证完全一致、每级IGBT的壳温也不能保证一致、串联驱动传输延时存在误差、回路寄生电容及回路寄生电感也不一致等原因[3]，从而导致IGBT串联动态电压失衡的问题。

1.2  影响IGBT串联动态电压失衡的因素

1.2.1  IGBT器件本身的影响

单个IGBT等效模型如图1所示。

图中：Rg为外部驱动电阻;Ri为栅极内阻;Cgc为栅源极等效电容;Cge为栅漏極等效电容;Cce为漏源极等效电容;Lge为ce等效电感。

IGBT开通过程分为4个阶段，各阶段的[Uge]，[Ic]，[Uce]的波形如图2所示。

1） 阶段一（t0～t1）

[Uge]从t0时刻开始上升，开通过程开始，外部触发信号通过驱动电阻[Rg]和内阻[Ri]给栅极电容[Cge]和[Cgc]充电，直至t1阶段结束，驱动电压上升至栅极阈值电压[Uge（th）]。

这个过程的驱动电压变化为，以[Uinl]为起始0点。

[ΔUge=（Uinh-Uinl）·（1-e-t[（Rg+Ri）·（Cge+Cgc）]）] （1）

在t1结束时刻，

[ΔUge=Uge（th）-Vinl] （2）

将式（2）代入式（1）得：

[tdon=（Rg+Ri）·（Cge+Cgc）·lnUinh-UinlUinh-Uge（th）] （3）

式中：[Uge（th）]为驱动阈值电压;[Uinh]为驱动正电压;[Uinl]为驱动负电压。

由式（3）可知，开通延迟时间受驱动电阻、栅极内阻、栅源极电容、栅漏极电容、驱动正负电压差值、驱动阈值电压等影响。其中，开通延迟时间与驱动电阻、栅极内阻、栅源极电容、栅漏极电容、驱动阈值电压成正比，与驱动正负电压差值成反比;而开通延迟时间越大，此级相应的开通动态不平衡电压越高[4]。

2） 阶段二（t1～t2）

源漏极电流开始上升，在忽略了反并联二极管的反向恢复导致的电流尖峰的影响的情况下，至t2时刻，源漏极电流上升至峰值。驱动触发电压信号继续通过驱动电阻[Rg]和栅极内阻[Ri]为栅极电容[Cge]和[Cgc]充电，驱动电压继续上升，直至密勒平台[5]电压[Um]。以[Uge（th）]为初始值，充电终值为[Uinh]。

[ΔUge=（Uinh-Uge（th））·1-e-t[（Rg+Ri）·（Cge+Cgc）]]  （4）

从t1时刻到t2时刻，

[ΔUge=Um-Uge（th）]   （5）

[trise=（Rg+Ri）·（Cge+Cgc）·lnUinh-Uge（th）Uinh-（Um-Uge（th））]

（6）

而

[Um=Uge（th）+Icgm]  （7）

联立式（4）～式（7）得：

[trise=（Rg+Ri）·（Cge+Cgc）·lnUinh-Uge（th）Uinh-Icgm] （8）

由式（8）可知此阶段，电流上升时间与驱动电阻、栅极内阻、栅源极电容、栅漏极电容、源漏极电流成正比，与驱动阈值电压、驱动正电压、器件跨导成反比;而电流上升时间越大，此级相应的开通动态不平衡电压越高[6]。

3） 阶段三（t2～t3）

源漏电流[Ic]已达到最大值，驱动电压达到密勒平台电压，该段时间内，驱动信号[Vin]通过驱动电阻和栅极内阻向[Cgc]充电，栅极电压[Uge]维持不变，[Ic]维持在满载电流，而[Uce]下降。[Cgc]在低[Uce]时的值较大，[Uce]大幅度下降，并存在电压拖尾。

[dUcedt=Vinh-Uge（th）+IcgmLsRload+（Rg+Ri）[Cgc+Cge（gm·Rload）]]                                       （9）

式中：[Ls]为主回路总电感量;[Rload]为负载电阻值;[Vinh]为驱动正电压。

由式（9）可知，此过程的电压变化率与栅极阈值电压、源漏极电流、回路电感量、驱动电阻、栅极内阻、栅源极电容、栅漏极电容成反比，与器件跨导、负载电阻值、驱动正电压成正比[7]。

4） 阶段四（t3～t4）

此阶段栅源极电容[Cgc]已充电完成，IGBT已完全开通。[Uge]再次以[（Rg+Ri）·（Cge+Cgc）]时间常数充电直到驱动正电压值[Vinh]。在这个阶段开始时，串级的各级IGBT已经进入饱和状态，所以此过程不影响开通延时。

IGBT关断过程也分为4个阶段，各阶段的[Uge]，[Ic]，[Uce]的波形如图3所示。

1） 阶段一（t0～t1）

栅极电压[Uge]从t0时刻开始下降，关断过程开始，栅极输入电容[Cge]和[Cgc]通过驱动电阻[Rg]和内阻[Ri]放电，直至t1时刻结束，驱动电压下降至米勒平台电压[Um]，[Ic]，[Uce]均保持不变。以驱动负压[Uinl]为终值参考点0，初值为[Uinh-Uinl]。

这个过程的驱动电压变化为：

[ΔUge=（Uinh-Uinl）·e-t[（Rg+Ri）·（Cge+Cgc）]]  （10）

同时，在t1结束时刻：

[ΔUge=Um-Uinl]  （11）

而栅极电压与源漏极电流之间关系为：

[Um=Uge（th）+Icgm]  （12）

式中：[Uge（th）]为驱动阈值电压;[Ic]为源漏极电流;[gm]为IGBT的CE两端的跨导。

将式（11）、式（12）代入式（10）中得：

[tdoff=（Rg+Ri）·（Cge+Cgc）·lnUinh-UinlUge（th）+Icgm-Uinl] （13）

由式（13）可知，關断延迟时间与驱动电阻、栅极内阻、栅漏极电容、栅源极电容、驱动正负电压差值、器件跨导成正比，与源漏极电流、驱动阈值电压成反比[8]。

2） 阶段二（t1～t2）

[Uce]开始上升，在忽略回路电感引起的电压过冲的工况下，从饱和导通压降上升直至静态均压值。此过程的电压变化率为：

[dUcedt=Vinl-Uge（th）+IcgmLsRload+（Rg+Ri）[Cgc+Cge（gm·Rload）]]                                     （14）

式中：[Ls]为主回路总电感量;[Rload]为负载电阻值;[Vinl]为驱动负电压。

由式（14）可知，此过程的电压变化率与驱动阈值电压、源漏极电流、回路电感量、驱动电阻、栅极内阻、栅源极电容、栅漏极电容成反比，与器件跨导、负载电阻值、驱动负电压成正比。

3） 阶段三（t2～t3）

此阶段为IGBT的源漏极电流拖尾，主要受限于关断时间、额定电流、器件温度等因素的影响，从而导致各个器件的拖尾电流都不尽相同。

[ΔUce=1Cce·t2t3i（t）dt] （15）

式中，[i（t）]为拖尾电流对时间的函数。

由式（15）可知，此过程的不平衡电压与拖尾电流的大小、持续时间及源漏极电容成正比。

4） 阶段四（t3～t4）

此阶段栅源电容[Cgc]放电已完成，拖尾电流已降至0，串级的各级IGBT已完全关断。[Uge]继续以[（Rg+Ri）·（Cge+Cgc）]的时间常数放电，直到驱动负电压值[Vinl]。此阶段不影响关断速度。

1.2.2  外围电路的影响

由于IGBT通态压降存在离散性，为了平衡静态串联阻抗，通常要并联静态均压电阻实现静态均压;为了降低前、后沿导致的动态电压不平衡度，目前最常见的是IGBT两端并联RCD均压网络[9]，如图4所示。

由于器件的离散性，使得高频段的阻抗分配不均，从而导致动态电压不平衡。

外部并联RCD网络，吸收电容C的数量级通常比IGBT的输出电容[Coss]大得多。由于回路寄生电感或者调波电感的存在，在IGBT关断瞬间的电流不能突变，流过每级串级IGBT两端电流不会突变，故在关断瞬间的产生的电压为：

[ΔUce=t1t2IoCsnubber+Cossdt]  （16）

式中：[Csnubber]为IGBT的CE两端并联的RCD均压网络的均压电容;[Coss]为IGBT的输出等效电容;[Io]为串联IGBT组件的额定电流;t1为IGBT关断CE电压起始上升时刻;t2为IGBT完全关断且CE两端电压达到峰值的时刻。

由式（16）可知：吸收电容的大小不一是导致外围电路引起的动态电压不均衡主要因素;吸收电容越大，动态电压值越低;吸收电容越小，动态电压值越大[10]。

1.2.3  温度差异的影响

串联IGBT串联系统中，由于回路多，体积大，散热设计不可能达到串联的每级IGBT的壳温完全一致，节温也不可能完全一致。

以HGTG27N120BN为例，查阅其datasheet，不同的节温情况下导通延迟时间、电流上升时间、关断延迟时间、电流下降时间等参数，以及伏安特性曲线是不一致的[11]。可见，每级IGBT的温度差异直接影响IGBT的开关速度以及截止区、线性区和饱和区的界限划分，从而导致动态电压失衡，如图5～图9所示。

由图5～图9可知，在允许的节温范围内，同等电流等级下，节温越高，开通延迟时间越小，电流上升时间基本不变，开通速度越快;关断延迟时间越大，电流下降时间越大，关断速度越慢。

1.2.4  IGBT驱动的影响

上述IGBT的开通关断，前提是驱动信号[Vin]是同步的，但实际上串联IGBT的驱动信号是互相隔离的，由于外围电路及IGBT本身存在离散性，其幅值必然有所差异，传输时间也会有所不同，从而导致IGBT开通关断的起始时间及开通关断的延迟时间不同[12]，导致动态电压失衡。

1.2.5  回路寄生电容的影响

串联IGBT串联，驱动隔离供电，驱动信号传输等电路数量繁多，回路面积较大，在系统中所占体积相对较大，对参考地电位远近不一，尤其是高压大功率应用场合，难免存在板间或级间的寄生电容。各级IGBT在导通和关断瞬间存在高电压的阶跃，寄生电容的充放电直接影响流过串联各级IGBT的电流，从而导致动态电压失衡。其简化模型如图10所示。

假定串联IGBT各级的级间电容为C01=C02=…=C0n=C0，各级对地的寄生电容为C11=C12=…=C1n=C1。

在各级IGBT截止时，第n级IGBT的寄生电容，[C0n=-VCCn]，[C1n=-VCC+VCCn·（n-1）]各级IGBT导通状态，第n级IGBT的寄生电容[C1n=-VCC]，忽略IGBT管压降的情况下，[C0n=0]，其中n为串联级数。

开通过程，寄生电容除C1外，其余第n级C1n充电，C0n放电，关断过程C1n放电，C0n充电，实际由VCC提供的电流在每一级对地寄生电容C1n处分流。从而，在开通过程中，[iQ1>iQ2>…>iQn]，在关断过程中[iQ1

[ΔUce=1C0·0t1i（t）dt] （17）

式中：t1为开通或关断完成时间;[i（t）]为流过各级IGBT的电流对时间的函数。

从式（17）可知，IGBT的CE两端电压与流过该级IGBT的电流成正比关系。在开通过程中，

[ΔUce1]>[ΔUce2]>…>[ΔUcen]

在关断过程中，

[ΔUce1]<[ΔUce2]<…<[ΔUcen]

开通过程靠近直流母线侧的IGBT动态分壓最高，向负载侧依次降低;关断过程靠近负载侧的IGBT动态分压最高，向直流母线侧依次降低。同时，串级越多，由于分流支路更多，对动态电压失衡的影响越大[13]。

综上可知，造成IGBT器件电压失衡的因素有：IGBT本身、外围电路参数、器件温差、驱动信号差异、回路寄生电容差异等。

2  结  论

通过从机理上分析可知，引起串联IGBT动态电压失衡的根本原因有三方面：

1） 动态阻抗不一致导致的动态分压不一致;

2） 开关时刻及速度不一致;

3） 寄生电容引起的分流导致各级IGBT流过的电流不一致。

本文将串联IGBT应用到电路中时，为了防止动态电压失衡引起的过电压击穿IGBT，应充分进行器件筛选、驱动信号同步、减小IGBT对地寄生电容、增加补偿电路等工作降低动态电压失衡情况。因此，通过IGBT串联电压失衡机理的研究，为解决IGBT串联电压失衡奠定了理论基础与前提。

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