郑少勇　向炳洁

【摘  要】针对面向5G、6G等下一代移动通信系统中所需的微波毫米波频段协同共口径天线进行总结和展望。首先介绍了采用多端口的频段协同共口径天线的主要实现方式。其次，重点介绍系列单端口频段协同天线的原理、实现方法以及性能指标，并进一步介绍对应频段协同电路的实现。最后，对微波毫米波频段协同天线的后续发展进行展望。

【关键词】天线;共口径;大频率比;6G

0   引言

移动互联网与物联网的高速发展实现了人与人、物与物、人与物之间的全方位互联，深刻影响着人类生活工作的方方面面。随之带来的移动数据流量爆炸性增长无疑对移动通信的传输带宽、速率、容量提出了更高的要求，使得发展下一代无线通信成为一个必然趋势。虽然多进多出（MIMO）、正交频分复用（OFDM）和载波聚合（CA）这些技术在一定程度上增大了通信容量和通信速率，提高了频谱资源利用率，缓解了频谱资源的拥挤程度。但对于下一代无线通信系统中Tbps为单位的数据接入速率和物联网中的大量接入终端，微波频段的频谱资源以及微波设备的绝对带宽显得捉襟见肘[1]。高频毫米波频谱资源丰富，采用毫米波工作不仅能够有效缓解低频频谱资源紧张的现状，而且可以实现极高速短距离通信，满足系统容量和传输速率等方面的需求[2]。但是毫米波信号存在传输损耗大、绕射能力弱等缺点，在传输距离和信号覆盖范围上大大受限[3]，难以满足移动无线通信中无缝连接、低时延、高可靠性等要求。因此可以预见，微波和毫米波协同工作制式将成为未来无线通信的必然趋势[4]，这给下一代无线通信系统的实现带来巨大挑战。

作为无线通信系统中负责信号收发的关键器件，天线必须具备上述微波毫米波频段协同工作的特性。因此，可以预见，微波毫米波频段协同共口径天线将在下一代移动通信中扮演重要角色。

1   多端口频段协同天线

实现双频或者多频天线的常见方法是利用谐振器的多模特性，但基于此方法的天线结构所具有的频率比值通常小于3，远远小于同时覆盖微波毫米波频段所需要的频率比值。因此实现能够同时覆盖微波毫米波频段的双频共口径天线最直接方法是将独立工作在微波频段和毫米波频段的天线的两个天线单元单独放置，然后分别使用两个独立的馈电端口对两个天线单元单独进行馈电。

1.1  传统多端口大频率比双频天线

Y P ZHANG等人将工作于毫米波频段的微带栅格天线和工作于微波频段的折线微带天线左右放置，通过两个独立端口分别对毫米波单元和微波单元进行馈电，使得天线能够同时工作在2.4 GHz、5.2 GHz、60 GHz三个频率点[5-6]。为了减小天线整体尺寸，K W LEUNG等人则将工作在微波频段的矩形贴片天线和工作在毫米波频段的基板集成介质谐振天线（Substrate-Integrated Dielectric Resonator Antenna）结合在一起。具体将矩形贴片中心掏空以预留空间放置毫米波单元，同时通过加载通孔和金属过孔来确定介质谐振天线的尺寸大小并减小两个天线单元之间的相互影响。毫米波单元通过地板上的耦合缝隙进行馈电，而微波单元则通过正交的探针馈电或者I型缝隙差分馈电，从而在微波频段形成圆极化[7]或者线极化[8]的辐射特性。基于该设计方法，可在不改变毫米波频段辐射特性的前提下根据设计需要灵活地选择微波天线单元的辐射特性。

1.2  基于结构复用的多端口大频率比双频天线

为了进一步减小天线的整体尺寸，在微波天线结构和毫米波天线结构之间实现结构复用是一种有效的方法。

K W LEUNG团队巧妙地将平行波导谐振天线和法布里-珀罗腔体天线进行了融合设计[9]，其结构主要由两块τ型金属板垂直于地板平行放置组成，τ型金属板通过顶端的τ型的条带进行馈电，形成工作于微波频段的平行平面波导谐振天线。与此同时，利用两块平行平板的中间区域形成法布里-珀罗腔体，通过L型和半圆的套筒馈电，在毫米波频段形成辐射。由于两个辐射单元之间有平面金属板相互隔开，两个频段之间拥有较好的隔离效果。

此外，该团队还利用底部空心的介质谐振器来实现了微波频段和毫米波频段的辐射集成[10]。首先，通过外部的条带来激励整个介质谐振器实现微波频段的辐射。对于毫米波频段，利用四分之一波长厚度的介质材料作为部分反射表面（Partial Reflective Surface）与空气腔体以及地板一起构成了法布里-珀罗腔体，通过地板缝隙进行激励。上述两个设计巧妙地实现了毫米波单元和微波单元的结构复用，有效减小了这类天线的整体尺寸。

1.3  基于SIW的多端口大频率比双频天线

基板集成波导（SIW， Substrate-Integrated Waveguide）缝隙天线由于其损耗小、平面集成度高等优点，在毫米波频段被广泛使用。此外，基板集成波导结构具有天然的高通特性，可用以增强两个天线单元之间在微波频段的隔离度。例如，Y J LI团队使用左右分布的2个L型走线的基板集成波导缝隙天线来分别覆盖28 GHz和38 GHz的毫米波频率[11]。在上述两个毫米波天线单元中间使用微带单极子天线，单极子天线与SIW上层的金属层发生相互耦合作用，从而额外形成了3个圆环电流和1个倒F天线，因此该设计可以工作在7个频点，其中5个位于sub 6G的微波频段，2个位于28 GHz和38 GHz的毫米波频段。为进一步实现结构复用，该团队还提出了一种具有双传输（quasi-TEM和TE10-like）模式的复合微带传输线[12]：該结构由两层介质基板组成，其中上层为SIW层，而下层为底部附铜的普通介质板。在毫米波频段，利用SIW缝隙天线进行辐射;在微波频段，整个SIW层类似于具有一定厚度和宽度的微带，与下层地板构成了传统的微带传输线，通过在传输线周围加载寄生贴片来形成微波的辐射。而Y J CHENG团队采用SIW缝隙天线阵列作为毫米波天线单元，与此同时由于在微波毫米波频段下，器件的电尺寸具有较大差异，因此在微波频段，整个SIW层等效为具有一定厚度的贴片天线[13]。为了增强两个端口在毫米波频段的隔离，在微波天线单元的馈线上引入了紧凑型微带谐振单元（Compact Micro-strip Resonant Cell）来充当低通滤波器，以阻止微波馈电端口的毫米波信号进入到毫米波天线单元。此外，通过折叠贴片天线[14]，可以进一步实现天线小型化。

2    单端口大频率双频天线

上文所提到的天线结构都具有两个或者两个以上的馈电端口分别对微波单元和毫米波单元进行馈电，而在无线通信系统中，同一个制式的标准通常需要同一条射频链路进行数据传输，使得上述多馈电端口的设计在实际应用中受到了限制。基于此背景，本节提出了基于单馈电端口的具有大频率比的双频共口径天线。

由于在双馈电端口的结构可以对微波单元的馈电端口只输入对应微波频率的信号，而对毫米波单元的馈电端口只输入对应毫米波频率的信号，两个天线单元之间的影响较小。而在单馈电端口结构中，微波信号和毫米波信号需要同时从同一端口输入，因此单馈电端口的大频率比双频共口径天线的设计难点主要在于如何消除两个天线单元之间的相互影响。

C H CHAN等人通过在馈电端口与天线单元之间引入对应频率的滤波器来消除微波和毫米波信号之间相互影响[15]。在该设计中，微波天线单元和毫米波天线单元分别位于馈电端口两端，在馈电端口和微波天线单元之间同样引入了紧凑微带谐振单元作为低通滤波器来滤除馈电端口中毫米波信号部分，只允许微波波段信号通过到达微波贴片天线辐射单元;而在馈电端口和毫米波天线单元之间引入缝隙耦合馈电方法充当高通滤波器，来滤除馈电端口中微波信号部分，只允许毫米波波段信号通过到达毫米波短路贴片天线辐射单元。因此只有对应频率的信号进入到对应的辐射单元，消除了两个天线单元之间的相互影响。但结构中引入了额外的滤波器结构，增大了天线尺寸。

2.1  “信号导向”工作原理

为实现对两个工作在不同频段的单元进行有效馈电的通用方法，S Y ZHENG团队提出了“信号导向”（Signal Routing）概念，可以将微波信号和毫米波信号分别单独“导入”到对应的天线辐射单元之中[16]。其具体结构如图1所示，该结构主要由上层（Substrate I）微带传输线线和下层（Substrate II）介质集成波导（SIW）构成。其中上下两层使用的板材均为罗杰斯RT/Duroid 5880，其介电常数为2.2，其仿真结果如图2所示。

从图中可知，如果移走SIW层而保留地板层的缝隙，在25 GHz到35 GHz的频率范围内，该模型的回波损耗均小于1 dB，意味着在该频率范围内几乎所有能量都不能通过微带线到达输出端口，这说明缝隙耦合可以阻止毫米波信号从微带线进入到Port 2。与此对应，当SIW层位于地板下方时，在28.9 GHz 到32.4 GHz的范围内，该模型回波损耗都优于-15 dB，并且插入损耗都小于0.5 dB，因此耦合缝隙实现了微波信号和毫米波信号分离的作用，微波频段的信号直接通过微带传输线到达Port 2，而毫米波信号需要经过进入SIW层后才到达Port 2。因此如果用上层微带传输线为微波波段天线单元馈电，而使用下层SIW层为毫米波天线单元馈电，将可以消除两个天线单元之间的相互影响。基于上述“信号导向”结构，该团队针对不同应用场景实现了两款微波毫米波频段协同天线。

2.2  大频率比双频天线设计I

天线I结构如图3所示，由工作在微波频段的环形天线和毫米波频段的SIW缝隙天线构成。为保证一定的工作带宽，环形天线工作在TM12模式，而SIW缝隙天线则工作在TE110和TE120模式。在基板II的底部，50 Ω微带线通过位于地板的缝隙对SIW缝隙天线进行馈电，并进一步延伸至金属过孔处，通过金属过孔对环形天线馈电。

天线I的S参数如图4所示。从图4中可以看出，在微波频段，仿真和测试-10 dB阻抗匹配带宽（|S11|<-10 dB）分别为2.8%（5.74 GHz～5.9 GHz）和3.1%（5.76 GHz～5.94 GHz），在毫米波频段仿真和测试的阻抗带宽分别为6.4%（29 GHz～30.9 GHz）和8.1%（28.6 GHz～31 GHz）。该设计在两个频段最大辐射方向都指向Z轴，具有相同的辐射特性。

2.3  大频率比双频天线设计II

在特定应用场景下，两个频段所需要的辐射特性可能是不一样的，因此天线需要在微波和毫米波频段实现不同的辐射特性。譬如，微波频段具有全向圆极化的辐射特性，而在毫米波波段具有定向线极化的特性。为满足上述需求，该团队设计了天线II，其结构如图5所示。微波天线单元采用金属过孔和枝节线加载的圆形贴片天线，毫米波天线单元仍然使用SIW缝隙天线。与天线I不同的是，天线II中，毫米波天线单元与微波天线单元左右放置，两者的金属地板通过并行微带线相互连接。同样的，在介质基板II的底部，50 Ω的微带线先通过缝隙耦合对毫米波单元馈电，紧接着通过金属过孔对微波单元进行馈电。

天线II在S參数的仿真和测试结果如图6所示，测试结果显示，该设计在微波频段-10 dB阻抗匹配带宽为18.8%（5.44 GHz～6.57 GHz），在毫米波段-10 dB阻抗匹配带宽为5.6%（29.2 GHz～30.9 GHz）。图6（c）给出了该天线在θ=30°的角度上左旋圆极化增益随频率的变化。

3   单端口大频率比双频器件

为配合上文所提出的具有大频率比的共口径双频天线，需要对射频前端的其他无源器件，如滤波器、耦合器等也进行相应的大频率比的设计。

3.1  大频率比双频滤波器设计

图7所示为一款具有大频率比值的双频滤波器[17]。其上层部分由SIR带通滤波器串联低通滤波器组成，以防止毫米波频段的信号直接从微带线传输到Port 2，而下层为三阶圆形SIW腔体，通过地板上的缝隙为毫米波信号提供通路。

其仿真测试结果如图8所示。实测结果显示，两个通带的中心频率分别为2.37 GHz和29.84 GHz，对应的3 dB带宽分别为19.41%和6.5%，通带中心频率处的插入损耗分别为0.75 dB和1.74 dB。两个通带之间实现了较好的阻带抑制，在3.25 GHz～28.2 GHz这个频率范围内，抑制水平均大于23 dB。

3.2  獨立可调双频滤波器设计

基于上述结构，S Y ZHENG团队还实现了一款具有超大频率比并且单独可控的双频滤波器[18]。该电路具体结构如图9所示，其中微波部分仍然采用SIR结构，通过可变电容实现微波段工作频率的可控，而毫米波部分采用3阶矩形腔体，通过调整金属柱的高度实现毫米波段工作频率的可控。

该结构的仿真结果如图10所示，在微波频段调节变容二极管的电容值，变化范围为0.3 pF～1.4 pF，随着Cv取值的增大，微波频带的中心频率向低频移动，可调范围为1.2 GHz～1.6 GHz，而毫米波通带特性基本不变，中心频率固定在31 GHz附近。同样的，固定变容二极管的容值为0.5 pF，改变金属圆柱的插入深度，变化范围为0～0.8 mm，随着圆柱插入深度h0的增大，毫米波通带中心频率向低频移动，可调范围为29.5 GHz～32.5 GHz，而微波频段的通带特性基本不变，中心频率固定在1.5 GHz附近。

3.3  大频率比双频耦合器设计

除了滤波器，无线通信系统通常需要耦合器等功率分配器件来为天线提供所需的幅度和相位特性，因此S Y ZHENG团队还提出了具有大频率比的双频耦合器[19]。其结构如图11所示，其中上层为工作在0.9 GHz的微带分支线耦合器，而下层为工作在30 GHz的基板集成波导耦合器。其性能如图12所示，该耦合器在微波段和毫米波段分别具有20.7%（0.789 GHz～0.96 GHz）和6.1%（29 GHz～30.8 GHz）的工作带宽。

3.4  大频率比双频多功能器件设计

为适应不同应用场景，文献19还提出了具有大频率比而具有不同功能的双频功率分配器件，其结构如图13所示，其中上层保留了原有的分支线耦合器，而将下层的结构改用为功分器，从而在微波频段起到耦合器的功能，而在毫米波频段起到功分器的功能。其测试仿真结果如图14所示，在微波频段，该器件实现了耦合器的功能，工作带宽为20.7%（0.78 GHz～0.96 GHz）;在毫米波频段，该器件实现了功分器的功能，工作带宽为14.9%（16.7 GHz～30.8 GHz）。

4   结束语

本文总结了微波毫米波频段协同共口径天线的发展现状。首先对多端口频段协同共口径天线进行归纳总结，进一步对单馈电端口频段协同共口径天线的工作原理和实现方式进行了详细的阐述，并在此基础上介绍了具有大频率比的双频滤波器、双频耦合器和双频多功能器件。

微波毫米波频段协同天线需要同时覆盖两个频段，噪声、互耦等干扰带来的影响加剧，而滤波特性的集成可有效提升天线的抗干扰性能和集成度，因此滤波集成将会是这类天线的关键研究方向之一。此外，下一代移动通信对天线的工作频率和辐射特性提出了更高要求，因而频率和辐射特性的可重构将是这类天线的另一重要研究方向。

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作者簡介

郑少勇：副教授，博士生导师，现任职于中山大学电子与信息工程学院，研究方向为5G无线通信关键组件、无线能量传输、电磁能量回收、差分演化算法等。

向炳洁：硕士毕业于中山大学，现任中山大学电子与通信工程学院研究助理，主要研究方向为微波毫米波电路与天线。