张书鑫, 李彬彬, 毛舒凯, 王 卫, 徐殿国

(哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院, 黑龙江省哈尔滨市 150001)

0 引言

随着环境污染以及传统化石能源紧缺等问题的日益严重,清洁的可再生能源开发和利用越来越受到人们的重视。然而,常见的可再生能源,例如风能和太阳能等,具有较强的间歇性和随机性,这使得传统电网在接纳可再生能源时受到诸多限制。基于电压源换流器(voltage source converter,VSC)的多端柔性直流输电技术和直流电网技术是解决大规模可再生能源接纳问题的有效技术手段[1-2]。目前,国际上关于具体的直流电网的定义还没有达成一致,但可以确定的是,直流电网是在多端直流输电系统的基础上,形成具有“网孔”的、冗余度和可靠性较高的系统[3-4]。

然而,对于含有n个换流站的直流系统,系统的控制自由度为n-1。如果支路数超过n-1,那么将无法通过控制换流站来实现线路潮流的独立控制。在含有“网孔”的直流系统中,支路数必然要超过n-1。在这种情况下,系统很容易发生潮流分布不合理的情况,严重时甚至危害系统的可靠运行。例如某些线路可能严重过载而跳闸,从而其原本输送的功率将转移到其他线路,导致其他线路也存在过载的可能进而相继跳闸。如不能及时做出调整,可能造成大范围停电。

因此,为了改善直流潮流的分布,需要引入额外的直流潮流控制设备,即直流潮流控制器(DC power flow controller,DCPFC)。由于直流电网中不存在交流电网中的电抗、相角和无功功率等物理量,因此对于直流潮流的控制只能通过改变线路电阻或是改变直流电压来实现。文献[5-6]分别给出了改变线路电阻的两种思路。在改变电压方面,目前主要有DC/DC变换器型DCPFC[6-8]、串联电压源型DCPFC[5,9-11]以及线间DCPFC[12-20]三种,它们各自适用的场合有所不同。

本文首先对现有几种DCPFC的典型拓扑进行了分析。在此基础上,提出了一种新型线间DCPFC拓扑,并对其原理、特点及工作方式进行了介绍。与已有的DCPFC相比,本文提出的新型线间DCPFC需要的元件和驱动电路更少,拓扑结构更加简洁,控制也更为简单,具有更高的经济性和可靠性。最后,本文在PLECS仿真环境中搭建了一个三端直流输电系统,验证了本文所提出的新型线间DCPFC有效性。

1 现有DCPFC拓扑

现有的DCPFC从原理上可简单分为调节线路电阻和调节直流电压两种。其中,调节直流电压又可以分为DC/DC变换器型DCPFC、串联电压源型DCPFC以及线间DCPFC三种。下面将对几种不同类型的DCPFC进行介绍。

1.1 调节线路电阻型DCPFC

文献[5]介绍了一种可变电阻的DCPFC,其拓扑如附录A图A1所示。该拓扑中的二极管用来承受反向电压,保护绝缘栅双极型晶体管(IGBT)单元不被损坏。与线路串联的电感用来维持电流,降低开关切换对外部电路造成的影响。通过调节开关的占空比就可以调节该拓扑的等效串联电阻值。文献[6]介绍了另一种可变电阻的DCPFC,其拓扑如附录A图A2所示。该拓扑主要由一系列电阻串联构成,每个电阻都有各自的旁路开关,图中旁路开关是机械开关,亦可用半导体开关替代。机械开关损耗较小,但动态响应较差,而半导体开关则恰好反之。

调节线路电阻型DCPFC拓扑和控制方法都较为简单,但电阻要消耗有功功率,损耗较大,导致经济性较差;而且损耗的电能会转化为热能,需要配置冷却装置。此外,该方法只能单向增大线路电阻,无法减小线路电阻,灵活性不足,因此这类DCPFC在实际工程应用中的可行性受限。

1.2 DC/DC变换器型DCPFC

文献[6]中将双向Buck/Boost变换器作为DC/DC变换器型DCPFC来使用,如附录A图A3所示。但该拓扑中V1只能大于V2,即只能实现潮流的单向调节,且该拓扑在电压等级较高时难以应用。文献[7]介绍了一种谐振型DC/DC变换器,如附录A图A4所示。由于采用了晶闸管阀,该拓扑更适用于高压大功率的应用,但谐振导致全部器件的电压应力变大,而且元器件数目过多且输入输出谐波严重。文献[8]介绍了一种基于模块化多电平换流器(MMC)的隔离型DC/DC变换器,如附录A图A5所示。由于MMC自身的特点,该拓扑也特别适用于高压大功率的情况。这种拓扑具备损耗小、波形质量高的优点,但需要采用交流变压器,功率需要经过逆变—整流两套变流装置,元器件较多且损耗较大。此外,还有很多不同类型的DC/DC变换器拓扑可作为DCPFC。

但需要指出,尽管DC/DC变换器能够有效实现直流潮流调节功能,但DC/DC变换器运行时需要承受直流系统级的电压和功率,如果仅将其用来调节潮流的话,复杂性和成本显得过高。因此工程中其更适合用于连接不同电压等级的直流电网,而直流潮流控制则作为其中一个附加的功能。

1.3 串联电压源型DCPFC

由于直流电网中没有电抗,因此较小的直流电压变化就可以造成较大的潮流变化。因此,可以直接在直流线路中串联一个电压等级较低的可调电压源来实现直流潮流控制。文献[9]介绍了一种由2个反并联的三相六脉波晶闸管桥和电抗器构成的可调电压源,其拓扑如附录A图A6所示。文献[10-11]则将MMC直流侧串联接入到直流线路当中,交流侧从交流电网取能,如附录A图A7所示。

串联电压源型DCPFC与DC/DC变换器不同,无须承受直流系统的电压和功率,器件数目少,成本与损耗显著降低。但是,这种DCPFC需要通过换流变压器从交流侧取能,且该换流变压器要承受直流系统级的直流电压偏置,绝缘设计难度较大,成本较高。

1.4 线间DCPFC

文献[12]提出了双H桥型线间DCPFC及其改进型拓扑,解决了串联电压源型DCPFC需要从交流侧取能的缺陷。其原理是通过电力电子开关的切换,使一个电容器依次串联在两条线路中。这个电容器将在一条线路中充电,相当于串联了一个负电压源,使这条线路上的电流减小;而在另一条线路中放电,相当于串联了一个正电压源,使线路上的电流增大。在稳定运行时,电容的充放电能量应保持平衡。双H桥型线间DCPFC原始拓扑及其改进结构如图1所示,图1(a)直接由两个H桥模块组成;图1(b)为改进拓扑,将两个并联的电容合并为一个电容器,并将拓扑左侧的两对开关管合并为一对开关管。文献[13-14]对双H桥型线间DCPFC进行了进一步的理论分析,并分别给出不同的控制策略。文献[15-16]提出在两条线路中各串联一个电容,并用一个DC/DC变换器实现两个电容的功率交换,其拓扑如附录A图A8所示。文献[17-18]在此基础上,提出了两种含有耦合电感的新拓扑,能够克服文献[15-16]中的拓扑不能适用于潮流发生反转的情况的缺陷,如附录A图A9所示。文献[15-18]的拓扑均需额外增加开关器件以及电容、电感器件。文献[19-20]提出了基于MMC的线间DCPFC,其拓扑如附录A图A10所示。由于MMC子模块配有电容,因此不必在线路上额外串联电容。这种拓扑由于MMC固有的冗余性,可靠性较高,但器件数目过多导致成本较高,控制也较复杂。

图1 双H桥型线间DCPFC原始及改进拓扑Fig.1 Original and modified topologies of dual H-bridge interline DCPFC

2 新型线间DCPFC拓扑

2.1 新型线间DCPFC拓扑原理及其外特性分析

本文提出了一种新型线间DCPFC,其拓扑如图2所示。新拓扑只需要4个全控型开关器件和一个电容器,拓扑结构极为简洁,与现有拓扑相比,缩减了所需的器件数目。另一方面,新拓扑中两个反向串联的开关管总是同时开通或关断,因此可共用一路驱动电路,与双H桥线间DCPFC相比,新拓扑可以至少节省4路驱动。

图2 新型线间DCPFC拓扑Fig.2 Topology of proposed interline DCPFC

新拓扑适用于两条线路潮流方向相同的情况,具有4种不同的运行工况。附录A图A11描述的是当电流方向为从左向右的两种工况,其中附录A图A11(a)和(b)是同一种工况下的两种开关状态;而附录A图A11(c)和(d)是另一种工况下的两种开关状态。下面以附录A图A11(a)和(b)这一对开关状态为例,介绍该拓扑的工作原理。附录A图A11(a)中,开关管S3和S4导通,而开关管S1和S2关断,电容在线路1中充电,使线路1电流I1减小;附录A图A11(b)中,开关管S1和S2导通,S3和S4关断,电容在线路2中放电,使线路2电流I2增大。这两种开关状态交替反复,即可将线路1中的一部分电流转移到线路2中。

仍以上面描述的工况为例进行分析,根据电容的安秒平衡原则,有

DTsI1=(1-D)TsI2

(1)

(2)

式中:D为开关S3和S4的占空比;Ts为开关周期。

根据式(2), 所提线间DCPFC通过调节开关占空比就可以调节线路电流的大小。

本文提出的新型线间DCPFC在两条线路中引入的等效电压分别可以用下面两个公式计算:

(3)

(1-D)VC

(4)

式中:VC为电容的平均电压。

2.2 参数选择

首先进行电容平均电压的计算。当开关状态为如附录A图A11(a)所示时,有

(5)

式中:Ri和Li分别为线路i(i=1,2)的电阻和电抗;V1和V2分别为线路1和线路2阻抗另一端的电压;C为电容。

将式(5)改写成矩阵形式,得到:

(6)

当开关状态为如附录A图A11(b)所示时,有

(7)

同样将(7)改写成矩阵形式,得到:

(8)

将式(6)和式(8)分别乘以D和1-D,然后将它们相加,可以得到:

(9)

稳态下可以将式(9)写成式(10)的形式,进一步求解式(10),可以得到电容平均电压的表达式。

(10)

(11)

然后计算电容电压纹波。在0～DTs时间段,I1流过电容器,并对其进行充电,因此有:

(12)

通过式(11)和式(12)就能够选择相应的电容电压等级和所需容量。另外需要注意的是,开关管承受的电压应力就是电容电压大小,因此通过式(11)可以选择出合适的开关器件。

2.3 新型线间DCPFC控制策略

新型线间DCPFC的控制框图如图3所示,图中:I1ref和I2ref分别为线路1和线路2的电流参考值,电流参考值与测量值之差送入比例—积分(PI)调节器,然后与三角波进行比较,得到脉宽调制(PWM)驱动波形。可以看出新拓扑的控制策略十分简单。

图3 控制框图Fig.3 Block diagram of control strategy

3 仿真分析

为了验证新拓扑的有效性,本文通过PLECS搭建了一个如图4所示的三端柔性直流输电系统,在VSC3出口处装设了本文提出的新型线间DCPFC。

在该三端柔性直流输电系统中,VSC3工作在恒定电压模式下,将电压控制为V3=200 kV。VSC1和VSC2工作在恒定电流模式下,将它们的额定电流分别设置为I1=1.5 kA,I2=1 kA。系统中的线路型号与文献[9]相同,具体参数为:r=0.01 Ω/km,l=0.4 mH/km。本文提出的新型线间DCPFC电容为5 mF,开关频率为1 kHz。一共仿真了三种典型的工作情况。

图4 三端直流输电系统Fig.4 Three-terminal HVDC transmission system

3.1 线间DCPFC稳定工作

本文仿真的三端柔性直流输电系统在DCPFC未工作时,线路中的电流为:I13=1.1 kA,I23=1.4 kA。当t=3 s时,投入本文提出的线间DCPFC,电流参考值设置为I13ref=0.6 kA。如图5(a)所示,在投入DCPFC后,线路1电流迅速被控制到了设置的参考值。在t=6 s时,电流参考值改为I13ref=1.5 kA,线路1电流仍然能够快速被控制到新的参考值。

图5 仿真结果Fig.5 Simulation results

3.2 换流站VSC1注入电流突变

仿真初始时,同上一种场景情况相同,在t=3 s时,投入本文提出的线间DCPFC,电流参考值设置为I13ref=0.6 kA。然而在t=6 s时,VSC1注入电流从1.5 kA突变为1.2 kA。仿真结果如图5(b)所示,新型线间DCPFC在经过短暂的暂态过程后,仍然能够将线路1电流控制在I13=0.6 kA。

3.3 换流站VSC2功率缺失

仿真初始时,仍同第一种场景情况相同,在t=3 s时,投入本文提出的线间DCPFC,电流参考值设置为I13ref=0.6 kA。然而在t=6 s时,VSC2交流侧发生故障,交流侧断路器迅速跳闸,导致VSC2无法继续向直流系统提供功率。仿真结果如图5(c)所示,经过短暂的暂态过程后,本文所提线间DCPFC成功将线路1电流维持在参考值0.6 kA。

4 结语

本文首先介绍了现有的几类DCPFC,在此基础上提出了一种新型线间DCPFC。新拓扑不但继承了已有线间DCPFC低电压低功率以及低损耗的特点,还具有拓扑结构更为简洁、器件数量更少、驱动电路简单、控制更为容易的优点。本文通过PLECS仿真了新型线间DCPFC在一个三端直流系统中的应用情况。仿真结果证明,新型线间DCPFC能够在各种运行情况下灵活准确地控制线路直流潮流。所提拓扑适用于两条线路潮流方向相同的情况,未来将对新拓扑的应用场景进行进一步分析,并进行实验验证。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

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