郭昭杨

（中国电子科技集团公司第十研究所，四川 成都 610036）

0 引 言

随着航空电子系统向数字化﹑一体化﹑宽频带方向发展[1]，航空电子设备对射频信道要求越来越高。对于射频收发信道来说，必须面对宽频带﹑多模式﹑高峰均功率比和信号高质量等产生的新要求，同时要在更小的体积和功耗条件下实现[2]。过去航空电子设备功能单一﹑花费较多，因此研究开发一种工作频段宽﹑开放性好﹑可根据需要进行相应扩展﹑能适应多种不同信号﹑能执行多种处理任务的可重构宽带射频前端，是现代航空电子系统的必然要求[2]。

1 综合化设计对射频前端的要求

由于工作对象和目的的区别，不同的航空电子系统对射频前端的要求不同。例如，侦察系统往往采用宽开设计，射频接收前端的大动态，低虚假响应是发展方向。而通信系统多采用窄带形式，在频域上只占据有限的带宽[3]，射频前端追求低噪声大动态设计，同时通信系统更加注重实时性。要实现各种航空电子系统的综合化一体化设计，射频前端必须满足宽带输入﹑增益可重构﹑频率可重构的特点。具体来说，射频前端需解决以下问题：

（1）工作频率覆盖宽频段；

（2）工作模式可软切换，并根据系统需求对收发通道进行重新构建；

（3）预选器工作频率可重构；

（4）工作带宽可动态调整；

（5）增益可动态调整。

2 射频前端的架构设计

目前，射频前端架构主要有射频直接采样﹑零中频和超外差三种架构。

射频直接采样是最理想的软件无线电结构，原理如图1所示。

美国总统特朗普在谈到网络司令部升级问题时强调，这体现了美国抵御网络威胁的战略决心，能够消除美国盟友和伙伴的疑虑，并对敌人形成威慑。这一声明，不仅向全世界公告了网络空间司令部升级，也是在进一步划分利益圈。随着美国在网络空间霸主地位的确立，其维护世界范围内的网络空间主导权的野心也昭然若揭，必然会加强与其盟国制订利己排外的网络空间国际规则。

图1 射频直采原理

射频带通采样结构的实现基于带通采样原理，在A/D采样前利用带宽相对较窄的带通滤波器实现抗混叠滤波，同时对所需频带的信号进行选择放大。该技术难点集中在前置窄带滤波器﹑大动态范围及高采样率的模数转换器。这是目前限制该结构发展的主要原因。

零中频技术是将射频直接变换到基带[4]，原理如图2所示。

图2 零中频架构

零中频技术采用正交下变频方式获得基带信号。因为本振信号频率与射频信号频率相同，所以其镜象频率就是射频频率本身。因此，该方案不存在镜象频率信号的干扰，也就不需要超外差架构中的镜象抑制滤波器和选择性要求很高的中频滤波器。零中频架构目前应用较为广泛，尤其是在民用通信领域。

超外差技术是采用多次混频将射频信号转换到中频然后再进行放大和解调。超外差式结构的优势在于性能稳定，尤其是抗干扰能力强。这是通过镜像抑制滤波器和选择性较好的中频滤波器实现的。缺点是电路结构复杂，成本较高，如混频器不线性造成的组合干扰频点多等问题。超外差结构需要性能良好的滤波器滤除干扰，这些滤波器的制作受限于材料和工艺，不能集成。所以，超外差结构一般难以形成小型化系统。

综合来看，目前技术条件下，零中频方案在各校指标上表现较为均衡。考虑实现性和一定的前瞻性，零中频架构均是较好的选择。

3 射频前端的宽频段可重构设计技术

要实现射频信道的可重构，零中频体制是比较好的选择。但是，不论采用什么体制，都必须实现射频前端的可重构化，如预选器﹑放大器的重构等。同时，需结合目前现有及新兴的一些工艺手段如LTCC﹑MEMS等，实现射频前端的宽频段化。

3.1 预选器重构

由于日渐复杂的电磁环境，空间中分布着各种不需要的电磁频率。此时，需要有多个可独立对不同频率点进行预选的预选器进行信号的筛选工作。目前，比较主流的预选器有腔体﹑YIG﹑LC等多种实现形式。其中，LC滤波器在实现成本﹑尺寸上有着较大优势，在工程中的应用也最为广泛。因此，本文以LC预选器的重构为重点进行阐述。

LC预选器需要能够根据频率调谐码或者压控电压改变滤波器的中心频率。频率调谐码一般通过电容阵列实现频率调谐，压控电压则通过调节变容二极管直流偏置电压来改变变容二极管的电容值，从而实现改变滤波器中心频率的目的。本文以压控电压调谐滤波器为例，在ADS中建立电路结构如图3所示。D1～D4为变容二极管，采用背靠背对管的形式可改善其偶阶失真。变容二极管的反向偏置电压与变容二极管的电容值成反比，而谐振频率所以，谐振频率将随着压控电压的升高而升高，从而实现电压调谐。

图3 电压调谐滤波器电路结构

为保证滤波器的高选择性，选择电容电感时应选择Q值较高的。一般贴片电感的Q值都较低，可以采用直径较大的铜线绕制线圈作为谐振电感。采用高Q的ATC电容作为谐振电容，这样滤波器的选择性才能得以提升。同时，变容管的Q值也相当重要，其Q值越大，管子的损耗越小。在反向击穿电压VB处，Q值最大。经验表明，选择变容管时，为取得最大Q值，应选择变容二极管的击穿电压与需要的调谐电压范围相当。

若谐振频率覆盖范围为fmax和fmin，则可变电个倍频程，则需采用多个工作在不同频段的跳频滤波器完成宽频段的拼接覆盖。图4给出了该调谐滤波器在不同频点（118 MHz和138 MHz）的S11﹑S21的仿真结果。

3.2 增益重构

射频前端的增益需要根据不同的输入信号电平加以控制，以保证各级电路不会饱和﹑失真。一般各类型的射频接收机中都有专门的自动增益控制（AGC）电路完成该功能[6]。一种更为理想的方案是射频前端低噪声放大器的增益也可动态调整，这样更加容易保证系统的噪声系数。图5设计了一个可变增益和频率特性的LNA，其中L1﹑L2为可变电感。可变电感利用MEMS技术实现，通过改变可变电感的阻抗实现LNA匹配电路的重构，从而达到改变增益和频率特性的目标。

图4 不同频点的仿真结果

图5 可重构的LNA设计原理

通过改变反馈电感的方式，可以实现放大器增益的调整。但是，放大器的稳定性也会受到影响。因此，需要计算出电感量的最小可接受值。此外，受限于工艺水平，目前增益重构大多都是可变衰减器或可变增益放大器实现的。

3.3 宽频段设计

3.3.1 低噪声放大器的宽频段设计

各种形式的微波晶体管，其功率增益随频率的升高以每倍频程大约6 dB的规律下降[7]。要实现放大器的宽频带且工作频带内增益平坦特性，必须压低低频段增益，补偿高频段增益。另外，设计一个宽带放大器，稳定性是最重要的。因为在宽频带上有多种阻抗失配，所以要确保放大器在所有频率上都能稳定工作。此外，射频前端放大器应具有低噪声系数﹑大动态﹑带内增益平坦和良好的驻波比。选取合适的放大器管芯，根据其参数对放大器进行直流扫描﹑偏置电路设计﹑建立仿真图，如图6所示。

根据放大器的仿真图得到其稳定性及S参数﹑噪声系数结果。其中，放大器理论上稳定性的充要条件为：

图6 宽频段低噪放仿真图

其中K为稳定性因子，即StabFact；

为了放大器绝对稳定并得到合适的增益，放大器需加入源极反馈，并适当调整微带线长，得到的仿真结果如图7所示。

图7 宽频段低噪放仿真结果

放大器频段还需要扩展，仍然采用负反馈方法扩展低噪放的频带。通过仿真计算，该结构放大器100～2 500 MHz增益可达20 dB左右，增益不平坦度小于2 dB，噪声系数小于3，能够满足宽频段低噪放要求。

3.3.2 宽频段频率源设计

频率源是为了给正交调制解调器提供本振信号。此外，收发信道的跳频速率也由频率源的跳速决定。频率源设计如图8所示，由两个相对独立的锁相环经通道开关组合而成。跳频工作时轮流输出本振信号，亦即通常而言的“乒乓环”。为了达到低相位噪声﹑低杂散﹑高分辨率要求，每个单环采用小数分频锁相技术实现频率合成。因为整数分频锁相环在高分辨率情况下锁定时间较长，典型值为毫秒量级。但是，它在低分辨率情况下（最小步进间隔为数兆赫兹），转换速度可以做到数十微秒。为了解决高分辨率与高鉴相频率之间的矛盾，可以采用小数分频技术。另一方面，电路采用“乒乓环”的构成方式，当跳频工作时，一个环路输出本振信号，另一个环路可同时进入锁定过程，大大降低了对锁定时间的要求。同时，跳频时的频率转换时间即为电子开关的切换时间，通常为纳秒的数量级。因此，在每一跳时隙内，可不考虑频率转换所占用的时间。

图8 频率源设计

取环路鉴相频率为2.5 MHz，则环路自然角频率为：

环路带宽：

其中ζ=0.707。

设计中取BL＝50 kHz，以满足各项指标要求。通过仿真软件模拟分析，得出环路带宽取50 kHz时环路锁定时间曲线，如图9所示。从图9可知，经90 μs左右，本振频率从225 MHz跳变到400 MHz附近，满足锁定时间指标要求。相噪测试结果如图10所示。

图9 时间－频率曲线

图10 相位噪声测试

4 结 语

本文基于航空电子的综合化需求出发，对宽频段可重构射频信道前端架构体制进行比较分析，在可重构思想指导下，对低噪放宽频段设计和预选器的频率重构设计进行仿真分析和重点探讨，同时给出仿真结果，为后续工程研制奠定了基础。

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