褚杭柯，刘保方，沈子钰

（杭州电子科技大学，浙江 杭州 310018）

0 引 言

随着多端口技术的成熟，六端口相关器的应用备受欢迎，如六端口反射计﹑六端口解调器等。尤其是软件无线电概念的提出，促使通信系统向着低成本﹑低功耗﹑小体积的方向发展。现代发射机中，直接射频调制模式的研究逐渐替代传统多步变频模式，六端口相关器能够和可变阻抗负载一起应用来直接生成射频信号，实现对基带I﹑Q信号的调制。它的原理是由基带信号控制可变负载，以产生不同的反射系数，时变的反射系数用来调制本地载波信号。其中，可变负载可以用开关﹑晶体管或二极管等实现。文献[1-2]采用六端口电路实现了QPSK调制。此后，QAM和16QAM相继被实现，且六端口相关器和阻抗负载集成在同一块基板上[3]。然而，由于可变阻抗的非理想化，由基带信号控制的可变阻抗产生的时变反射系数包含一个静态反射系数ΓCM，产生不期望的载波泄露于六端口相关器的RF端口输出。在本振端口和输出端口隔离度有限的情况下，将产生自混频现象。在六端口调制器端口3﹑5或端口4﹑6插入λ/4传输线（TL）来抑制载波泄漏技术于文献[4]中已提出。然而，λ/4传输线（TL）只能实现相对窄带的相移网络，无法满足超宽带六端口相关器电路的需要。一种6～9 GHz的超宽带六端口调制器已经实现[5]。该文在阐述六端口直接调制原理的基础上，对抑制载波泄露而插入的相移网络S参数进行分析，并改进一个基于开路传输线的90°宽带相移网络[6]，其工作于超宽带且性能良好。

1 六端口调制及载波泄露抑制

1.1 六端口调制原理

图1为六端口直接调制器的完整框图，由六端口相关器和四个可变阻抗负载组成。虚线框内为六端口相关器，由一个威尔金森功分器和三个正交耦合器构成。载波信号从P2端口输入，经六端口相关器衰减和移相后，到达四个可变阻抗负载。被可变负载反射后，经六端口相关器的P3﹑P4﹑P5和P6端口再次进入六端口相关器，在P1端口叠加输出。

图1 六端口直接调制器

设ax表示x端口的输入，bx表示x端口的输出，Γx表示x端口的反射系数。于是，调制过程可表示成：

其中x=3﹑4﹑5﹑6。将式（3）进一步展开：

式（4）中可看出，端口2的输出波是六端口电路S参数和终端阻抗反射系数Γ的函数。基于理想六端口电路S参数为：

对式（4）做进一步分析整理，可得：

其中ΓI=Γ3+Γ4，ΓQ=Γ5+Γ6。

1.2 载波泄露抑 制分析与设计

可变负载的控制端采用基带信号的差分输入模式，相较基带信号的单端输入模式，可有效提高调制的线性度。输入的基带IQ信号可表示成：

理想可变负载的阻抗值与基带控制电压成线性关系，故各个端口可变负载的反射系数可表示为：

由于端口5﹑6和端口3﹑4完全对称，故以下推导只对端口3﹑4做详细表示。式（11）﹑式（12）中，ΓCM是随基带电压变化而不变或变化很微小的静态反射系数分量，将造成载波泄露到射频输出端口。文献[7]对六端口调制解调器已经提出了载波泄露问题。为消除ΓCM的存在，将在端口4﹑6（或端口3﹑5）插入一个二端口相移网络。此时，引入相移网络端口x的反射系数可表示为：为简化分析复杂度，二端口相移网络的S参数矩阵可表示成：

其中S11=S22=0。在相移网络的回波损耗足够小的情况下，即与六端口相关器达到匹配的前提下，分析网络的插入损耗和相移特性对抑制载波泄露的影响，Γ4进一步表示为：

当端口3直接连接可变负载，而端口4引入二端口相移网络后，可表示成：

式（15）中，若A=1,φ=90°，那么ΓCM(1+A2e-j2φ)=0，则电路中没有载波泄露，二端口相移网络为理想状态。但是，无论是二端口网络的相位失调还是幅值失调，都将引起调制器载波泄露。该文的主要工作是优化一个宽带相移网络，以满足宽带射频直接调制的需要。

2 二端口相移网络的优化

2.1 λ/4波长传输线实现移相

在六端口直接射频调制器中，抑制载波泄露最简单的设计方法是在端口3﹑5（或端口5﹑6）直接增加λ/4波长传输线，以实现90°相移的目的，如图2所示。然而，这样的方法能实现的相移带宽较窄，无法满足宽带直接调制器的需要。

图2 λ/4波长传输线相移网络

在HFSS直接对两个相差λ/4波长中心频率为7 GHz的微带线做仿真分析，两段微带线的相位差如图3所示。随着频率的改变，相位差成线性变化。为实现抑制载波泄露，可采取的有效相对频带区间只有11.4%。虽然此区间插入损耗和回波损耗都十分理想，但相位差为±5°的区间较窄。

图3 λ/4波长传输线相移网络端口相位差值

2.2 开路负载传输线相移网络

为实现相对较宽的90°相移，文献[8]给出了宽带负载传输线移相器实现的设计参数，结构如图4所示，且采用T型微带线改进移相器的宽带性能。文献[9]将开路负载传输线移相器用在六端口直接调制解调器中。在此基础上，通过采用开路枝节线改善开路负载传输线做相移器，实现了能够满足宽带多端口直接调制需要的90°相移网络。

图4 开路负载传输线相移网络

图4为开路负载传输线相移结构原理图，采用不同的阻抗负载参数能够实现两路输出信号产生不同的相位差。具体参数如表1所示。

表1 相移参数阻抗值

通过查表可得，实现90°相移所需要的阻抗值Zs和Zm分别为45 Ω和30 Ω，电长度θs=270°，θm=θs=180°。通过ADS的LineCalc工具，计算中心频率为5 GHz的二端口网络的设计参数，并在ADS做进一步仿真优化，最终得到微带线设计参数为：w0=0.776 mm﹑lr=32.8 mm﹑wm=1.337 mm﹑m=11.3 mm﹑ws=0.94 mm﹑ls=20.2 mm。原理如图5 l所示，图中采用的基板型号为罗杰斯5880，相对介电常数为2.2。对电路进行S参数仿真，回波损耗S11曲线如图6所示。在3.5～7 GHz频段内，回波损耗值整体优于-15 dB。在该频段内，相移网络的插入损耗S13和相位理想，如图7所示。输出端口相位如图8所示，端口相位差约为90°±3°。

图5 开路负载传输线相移网络仿真原理

为进一步降低相移网络的回波损耗，在电路中添加开路枝节微带线，改善电路中开路负载微带线产生的寄生阻抗所带来的阻抗不匹配问题。相移网络优化后的电路结构，如图9所示。两片微带线的长为ls=1.7 mm，宽为ws=0.5 mm。改善电路结构后的回波损耗S11值，在3.5～6.5 GHz频带内整体优于-20 dB，如图10所示。

图6 开路负载传输线相移网络回波损耗

改善后的电路结构增加了两片微带线，电路结构复杂度并未提高，在不影响插入损耗和期望相位差的前提下，改善了相移网络的回波损耗。经过ADS多次优化仿真可得，这种结构的相移网络相对带宽可达( f2-f1)/f0=70%。可见，通过改变电路参数，可以实现不同频段的宽带相移网络。

2.3 宽带相移网络在多端口调制中的应用

为验证宽带相移网络在多端口调制中抑制载波泄露的效果，在ADS中进行调制解调仿真。六端口电路（由一个威尔金森功分器和三个分支线耦合器组成）和相移网络均采用罗杰斯5880基板，厚度为0.8 mm，相对介电常数为2.2，损耗正切角为0.000 9，本地载波频率初值为5 GHz，基带信号速率为300 Mb/s，可变阻抗终端采用理想压控开关来模拟。进行QAM调制仿真，原理结构图如图11所示。

图9 优化后的电路结构

图10 改进后开路负载传输线相移网络回波损耗

图11中的输出信号Vout即为已调射频信号。对其进行下变频解调，在载波频率为5 GHz时输出的IQ星座图如图12所示。在3.5～6.5 GHz频段内，以0.2 GHz为步长，依次实现QAM载波调制，并进行解调分析。对得到的数据进行综合整理可得，在4.1～6.3 GHz频带内，EVM值不超过0.8%；在3.5～6.5 GHz频带内，EVM值不超过1.2%。

图11 附有抑制载波泄露的六端口直接调制器

图12 解调输出星座图

3 结 语

本文简要阐明六端口直接调制的基本原理，分析六端口直接调制方案产生载波泄露的因素，对采用λ/4波长传输线做相移网络进行仿真，并改进一种宽带90°相移网络，通过改变结构改善了相移网络的回波损耗，并将其插入六端口调制器进行调制仿真，结果较为理想，为宽带六端口直接调制器的研究提供了一个抑制载波泄露方案的参考。

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