刘保方，张泽胜

（杭州电子科技大学 通信工程学院，浙江 杭州 310018）

0 引 言

传统发射机的射频调制部分通常是先调制后上变频和功放。为了改善杂散性能，往往采用多级混频和滤波实现，电路结构复杂，尤其后功放模式，对非恒包络的已调信号功放效率低，且滤波器带宽固定。随着多端口技术的发展，多端口直接调制概念被提出，即只需要一个多端口结电路和可变阻抗负载即可完成直接调制方案[1-2]。这种直接射频调制技术采用先功放后调制模式，不再进行额外上变频，无需混频器和滤波器，可以直接对大功率载波信号进行幅度和相位的同时调制，简化了电路结构，提高了功放效率，能够实现高速M-PSK和M-QAM类调制[3-5]。在中频调制－上混频－滤波－射频功放的传统方案里，除了电路复杂外，调制速率受限于滤波器带宽，而多端口直接调制技术则由于无需带通滤波器，因此其调制速率可以相当高（只要可变负载的速率能够适应）。可变阻抗负载根据实际需求可采用压控开关﹑二极管和场效应管实现[6-8]。多端口调制方案中当属六端口调制架构最为简洁高效[9]。现有六端口直接调制技术的介绍多集中在2～3 GHz以及7～8 GHz频带内，Adriana Serban等人介绍了超宽带六端口调制器，其带宽分布在6～9 GHz范围内[10]。本文通过对六端口直接调制器的分析，采用切比雪夫阻抗变换法和电容补偿法设计出一种3～12 GHz超宽带六端口电路结构，在满足调制要求前提下，拓展了六端口直接调制器的带宽。

1 六端口直接调制技术

图1是六端口直接调制技术的方案原理，由六端口电路（虚线框图Ⅰ）和可变阻抗负载（虚线框图Ⅱ）组成。六端口电路由一个功分器和三个正交耦合器构成。通过基带信号控制终端可变阻抗，进而改变反射系数，实现对载波的直接射频调制[11-14]。

图1 直接调制技术方案原理

为详细描述射频调制器各端口之间的关系，现引入六端口的S参数对其调制原理进行分析。Sxy表示端口y到端口x的S参数。ax表示端口x的输入信号，bx表示端口x的输出信号，Γx表示端口x的反射系数，则调制过程可表示为：

其中x=3﹑4﹑5﹑6。将式（3）进一步展开：

显然，从式（4）可看出，端口2的输出波是六端口电路S参数和终端阻抗反射系数Γ的函数。

基于理想六端口电路S参数为：

对式（4）做进一步分析整理，可得：

显然ΓI=Γ3+Γ4，ΓQ=Γ5+Γ6。从式（6）可看出，六端口直接调制的基本原理是通过改变ΓI和ΓQ的值实现对载波信号的调制。然而，实现宽带直接射频调制的瓶颈是六端口电路的带宽。

2 宽带多端口电路设计与分析

这里采用切比雪夫阻抗匹配法和电容补偿法优化出一种宽带六端口电路，使其在3～12 GHz频带内能够满足宽带射频直接调制的需要。

2.1 宽带六端口电路的设计

在ADS软件Linecalc工具中完成六端口电路的设计，电路的优化和仿真在HFSS软件中采用有限元分析法完成。它由一个威尔金森功分器和三个交叉串联3 dB耦合器组成。其中，威尔金森功分器采用微带线来实现，耦合器采用带状线来实现。整个六端口电路分为四层，两层传输线走在三层基板两两之间，上层基板的上表面和下层基板的下表面都敷铜作为接地面。基板的材料采用Rogers RT5880，相对介电常数为2.2，损耗正切角为0.000 9，基板厚度自上而下依次为0.787 mm﹑0.254 mm﹑0.787 mm。图2是3～12 GHz的宽带六端口电路结构俯视图。

图2中，四节威尔金森功分器是采用切比雪夫阻抗变换法将单节威尔金森功分器改良变换后的结构，提高了有效带宽内最高频率与最低频率的比值，进而拓展了功分器的带宽。它的结构采用弧形走线方式，相较矩形框结构在减小电路占用面积的同时，有利于减小高频信号的传输损耗。四个电阻的设置采用了“LumpRLC”边界条件，接近实际应用。随着电阻长度尺寸的减小，功分器性能有一定的提升。功分器的设计参数如表1所示。

图2 六端口电路设计

表1 四节功分器参数值

功分器的电路结构版图如图3（a）所示，电路的复杂度并没有提高。图3（b）中把改进后电路的回波损耗值和隔离度值与改进前的对比，四节威尔金森功分器相较单节结构带宽展宽。

图3 改 进的功分器结构和特性参数

图2包含三个3 dB七节交叉串联定向耦合器，每个耦合器由两个8.34 dB弱耦合器通过交叉串联方式组合而成[15]。耦合器采用带状线作为传输线，相较微带线，其损耗小，易提高功率容量。由于耦合器采用了多节阻抗变换线，可通过损耗连续性提高传输带宽。为了解决各节阻抗线不连续处产生的寄生阻抗问题，在多节阻抗线连接处插入补偿电容来改善寄生阻抗带来的影响，以提高输出信号的质量。电容补偿原理于文献[16]中给予了证明。本文将电容补偿技术引入到七节交叉串联耦合器结构，以提高耦合器的方向性和改善耦合器的回波损耗特性，间接改善六端口电路的插入损耗和回波损耗，并提高其相位特性。如图4所示，七节交叉串联耦合器原理图呈轴对称结构，故只详细给出左上角区域的补偿电容位置。

图4 采用补偿电容技术的七节耦合器原理

耦合器的电路结构参数值分布是关于坐标轴对称的，因此只需要四组参数即可设计出七节耦合器，设计参数如表2所示。

表2 七节耦合器参数值

添加的补偿电容值和等效传输线尺寸，如表3所示。

改进后的耦合器电路结构如图5（a）所示，电路的回波损耗﹑隔离度以及插入损耗如图5（b）所示，其在2～12 GHz范围内较为理想。

表3 补偿电容值和等效传输线尺寸

图5 改进后的七节耦合器和特性参数

2.2 六端口电路关键参数分析

六端口电路性能的好坏可通过对其S参数曲线的定量分析进行评估，在满足设计指标的前提下，可以明确限定其带宽。如图6所示，在3～12 GHz频带内，端口1的回波损耗值S11整体优于-18 dB，端口2的回波损耗值优于-20 dB，且电路有比较理想的驻波比。端口1和端口2的隔离度值S21整体优于-24 dB。良好的隔离度是抑制载波泄露的关键。

图7（a）中，3～12 GHz频带内，电路端口1到端口3﹑4﹑5﹑6的插入损耗S参数值整体分布在-6～-7.5 dB。图7（b）中，端口2到端口3﹑4﹑5﹑6的插入损耗S参数值整体分布在-5.5～-6.7 dB。这说明六端口电路对待调制的载波信号有较小的衰减。

图6 端口1﹑2回波损耗和隔离度特性曲线

图7 六端口的插入损耗曲线

图8给出的是电路的相位特性，图中的数据线表示，在1～9 GHz频段输出端口的相位不一致性仿真值小于±2°；在9～13 GHz频段内，输出端口的相位不一致性仿真值小于±4°。较小的相位差偏移有利于降低相位调制的EVM值，电路的整体相位特性满足调制要求。通过对六端口参数的分析，设计的六端口电路在3～12 GHz频带内能够满足直接射频调制的需要。

图8 输出端口相对相位参数曲线

3 16QAM调制仿真

在ADS中完成六端口直接调制器的设计，为降低调制的非线性度，基带I﹑Q信号的输入方式采用差分模式，可变阻抗负载采用射频压控开关实现；为提高EVM指标，采取先期校准六端口电路步骤。实验过程中，先以7.5 GHz为载波频率，本振功率值设为0 dBm，基带数据速率为200 Mb/s，进行16 QAM仿真，通过信号计算分析得到EVM值为0.82%。此外，又分别以0.5 GHz为步长，以3 GHz为起始点进行调制仿真分析，通过对多组实验数据的计算与分析，得到EVM值如图9所示。可见，在3～12 GHz频带内EVM值不超过1.2%。

图9 3～12 GHz频段内的EVM仿真值

4 结 语

在分析梳理六端口直接调制原理的基础上，对六端口直接调制技术中的六端口电路进行宽带设计，通过采用切比雪夫阻抗变换法和电容补偿法优化电路结构，给出一种3～12 GHz宽带六端口直接调制器设计方案，在不影响调制性能基础上，改善了六端口直接调制器的带宽。

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