李 芳 游小杰 李 艳 郭希铮

（北京交通大学电气工程学院 北京 100044）

航天电源控制器集成模块的控制策略及参数设计方法

李 芳 游小杰 李 艳 郭希铮

（北京交通大学电气工程学院 北京 100044）

在航天器太阳电池阵——蓄电池电源系统中，采用新型电源控制器（PCU）集成模块替代原有PCU中的多个功率调节器，可以简化电路结构，降低系统成本。但是PCU集成模块的控制策略需要改进，并且电路参数设计更加复杂。提出该模块在两种不同续流方式时的控制策略，并对其中的分域控制和双频率PWM控制进行详述。在此基础上，通过详细分析不同工作模式时的输入、输出特性，提出PCU集成模块的电路参数设计方法。最后，搭建了一套110W的原理样机并进行了实验验证。

电源控制器 集成模块 控制策略 双频率PWM控制 参数设计

0 引言

近地轨道卫星的太阳电池阵——蓄电池电源系统主要由太阳电池阵（Solar Array, SA）、可充电蓄电池组和电源控制器（Power Conditioning Unit, PCU）组成。目前PCU通常采用基于顺序开关分流调节器（Sequential Switching Shunt Regulator, S3R）的全调节母线结构，包含S3R、蓄电池充电功率调节器（Battery Charge Regulator, BCR）和蓄电池放电调节器（Battery Discharge Regulator, BDR）三个功率调节器，以及母线支撑电容和母线电压主误差放大器（Main Error Amplifier, MEA）[1-4]。

PCU通过MEA控制功率调节器的工作状态，实现对太阳电池阵和蓄电池的功率调节，从而维持母线电压稳定。当卫星位于地影期或者 SA不足以提供负载功率时，蓄电池组通过BDR放电以维持母线电压稳定；当卫星位于阳照期，若 SA能量不足以提供蓄电池最大电流充电时，BCR调节蓄电池的充电电流以维持母线电压稳定；若 SA提供能量充足，蓄电池以最大电流值限流充电，S3R工作以消耗多余能量[5,6]。

为了降低电源系统的制造成本和航天器的发射成本，新型电源控制技术向集成化和模块化发展，多种新型的 PCU优化拓扑被报道。如文献[7,8]将BCR和BDR集成为双向功率变换器（Battery Charge and Discharge Regulator, BCDR）实现蓄电池充、放电功能；文献[9-11]采用S4R（sequential switching shunt series regulator）结构同时调节母线电压和蓄电池充电电流，省去了 BCR。以上两种方法将三个功率调节器简化为两个，在文献[12-19]中将三个功率调节器集成为一个。例如文献[12,13]中S3R添加了输出电感，BCR与S3R共用开关管吸收回路，但电路形式复杂，实用性不高。文献[14]提出B3R（buckbuck-boost regulator）结构，实现了功率集成，但是器件个数较多且控制较复杂，部分开关器件耐压较高，并不能有效减重。文献[15-17]提出基于双向Superbuck的 BCDSR （battery charge discharge shunt regulator）模块，可实现PCU全部功能，电路简单并且集成度较高，但是并未详细分析各种工作模式时的输入、输出关系。文献[18]提出隔离三端口电路，由隔离变压器、三个开关管、两个同步整流管组成，可实现多种工作模式，并且集成化程度较高，但器件数量较多且控制方法相对复杂。

文献[19,20]提出一种新型非隔离 PCU电路拓扑，本文基于该PCU集成模块，对两种不同续流方式的控制策略进行研究。通过详细分析各种工作模式的输入、输出关系，提出PCU集成模块储能器件参数设计方法。最后，搭建原理样机并验证了该集成模块的可行性。

1 PCU集成模块及其控制策略

PCU集成模块包括双向变换器、输出二极管VDout和母线支撑电容Cbus三个部分，其中双向变换器为Buck/Boost拓扑，结构如图1所示。

PCU集成模块有三种工作模式。模式Ⅰ：在地影期或太阳电池阵输出功率不足以提供负载时，蓄电池通过Buck电路放电，此时S2作为主控管以高频周期开关工作，S1续流，蓄电池的最大放电电流为Id。模式Ⅱ：在阳照期，若ibat＜Ilim，SA输出功率供给负载后的剩余功率全部为蓄电池充电，变换器工作在类Boost状态，此时S1作为主控管以高频周期开关工作，S2续流。模式Ⅲ：在阳照期，若能量充足，蓄电池以限流值Ilim充电，开关管S1存在长时间导通过程，此时太阳电池阵输出电流全部被 S1分流，双向变换器工作在Boost与分流状态，S1以高、低两个开关频率工作，S2续流。

当主控开关管工作时，另一只开关管作为辅助管续流。续流方式有两种：可以通过体二极管续流；也可以令开关管导通续流，即同步整流。图2为采用体二极管续流时的工作模式示意图。两种续流方式均可实现PCU集成模块功能，但是控制策略有所不同，下文将分别介绍。

图1　PCU集成模块结构示意图Fig.1 Diagram of integrated PCU module

图2　PCU集成模块工作模式示意图Fig.2 The working mode of integrated PCU module

1.1体二极管续流

采用体二极管续流时，开关管的驱动信号恒为低电平，不工作。即工作模式Ⅰ时，S2有驱动脉冲信号，而S1保持关断状态；工作模式Ⅱ和Ⅲ时，S1有驱动脉冲信号，而S2保持关断状态。PCU集成模块采用体二极管续流方式时，双频率PWM控制策略实现方法如图3a所示。

顶层分域控制策略与传统 PCU分域控制策略类似，母线电压 MEA采集母线电压信号，经过补偿器后输出控制信号vMEA。当母线电压略低时，蓄电池放电，此时 vMEA值较低，开关管 S2的比较器载波幅值较低，输出驱动脉冲信号，而开关管 S1的比较器载波幅值较高，驱动信号为低电平（Buck状态）。当母线电压略高时，能量充足，蓄电池充电，此时vMEA较高，S1开关工作，S2关断（Boost状态）。

当双向变换器工作蓄电池充电即 Boost状态时，若ibat＜Ilim，蓄电池电流误差信号（Battery Error Amplifier, BEA）负饱和，即BEA补偿器输出信号vBEA与低频载波相比后输出恒为低电平，此时仅母线电压环工作，S1高频开关工作，S2关断。当蓄电池限流充电时，BEA信号退饱和，输出低频PWM驱动信号，该信号与高频PWM驱动信号逻辑“或”之后为S1的最终驱动信号。当低频PWM驱动信号为高电平时，S1长时间导通；为低电平时，S1工作在高频开关状态。因此，通过母线电压环和蓄电池充电电流环两个控制环的逻辑“或”运算，S1的驱动信号包含高频占空比和低频占空比两个控制自由度，可实现同时控制母线电压和蓄电池充电电流。

图3　双频率PWM控制策略实现方法示意图Fig.3 The schematic diagram of dual-frequency PWM control

1.2同步整流

采用同步整流方式且工作模式Ⅰ、Ⅱ和Ⅲ时，S1和 S2均工作在开关状态，两者的信号为互补形式。双频率PWM控制策略实现方法示意图如图3b所示，与上一种控制策略相同，包含了两个环路，母线电压环和蓄电池充电电流环，并且控制信号分别与高频载波和低频载波相比较，输出驱动脉冲。不同的是母线电压环仅有一种载波信号，并且输出为S1的驱动信号，即S2驱动信号的互补信号。

同步整流方式时，控制策略的工作原理是：工作模式Ⅰ和Ⅱ时，蓄电池不需要限流充电，BEA信号正饱和，比较器输出为低电平，此时仅母线电压环工作。当母线电压略高时，MEA信号降低，输出S1占空比增加，电感电流升高，供给母线负载电流降低；当母线电压略低时，MEA信号升高，输出S1占空比降低，电感电流减小（甚至反向增加），供给母线负载电流增加，母线电压逐渐升高。因此在此控制策略下，工作模式Ⅰ和Ⅱ之间没有明显的死区，仅仅是两个开关管占空比的变化。工作模式Ⅲ时，BEA信号退饱和，输出低频PWM信号。当蓄电池的充电电流略高于设定值时，BEA信号略有下降，低频PWM信号的高电平时间增加，即S1分流时间增加，SA输出总功率减小，蓄电池的充电电流减小；反之亦然。

两种续流方式及其控制策略均利用蓄电池充电较慢的特性，采用低频PWM控制即可实现一段时间内对蓄电池充电电流的控制。由于工作模式Ⅲ时，控制信号中包含了两个频率的PWM信号，因此命名为双频率PWM控制。

2 PCU集成模块的输入输出关系

虽然体二极管续流方式与同步整流方式的控制策略不同，但是在工作模式Ⅰ和Ⅱ电感电流连续时，两种续流方式的工作原理相同，即输入、输出关系相同。而工作模式Ⅲ存在长时间分流工况，此时电感电流恒为太阳电池阵电流ISA，并且在开关管高频动作阶段，电感电流可能下降到零，若采用体二极管续流方式，电感电流不可以反向，电感电流近似为零，而同步整流方式电感电流下降过零后还可继续下降。因此，工作模式Ⅲ时的PCU集成模块两种续流方式的输入、输出关系不同，下面将分别讨论。

2.1工作模式Ⅰ

设高频开关周期为T，开关管S2的占空比为q2，假设电感电流的正方向如图1所示，蓄电池的放电电流为 Idch，开关管 S2导通和关断时的电感电压和电容电流为

设控制变量 q2的稳态值为 Q2，由电感的伏秒平衡和电容电流的充放电平衡可得出该工作模式的稳态解为

则蓄电池的放电电流为

母线负载功率为

2.2工作模式Ⅱ

设高频开关周期为T，开关管S1工作的占空比为q1，假设电感电流的正方向如图1所示，设蓄电池的充电电流为Ich，开关管S1导通和关断时的电感电压和电容电流为

设控制变量 q1的稳态值为 Q1，由电感的伏秒平衡和电容电流的充放电平衡可得出该工作模式的稳态解为

可计算蓄电池的充电电流为

2.3工作模式Ⅲ

PCU集成模块采用双频率PWM控制策略，双向变换器工作在 Boost与分流状态。假设高频开关周期为 T，低频开关周期为 Ts，开关管 S1的高频PWM占空比为q1，低频PWM低电平时间占整个周期的比值为d1。此时蓄电池限流充电，蓄电池端电压为Vbat，充电电流限幅值为Ilim，设蓄电池等效电阻 Rbat=Vbat/Ilim。

电感L的电流正方向如图1所示，SA流向蓄电池侧为正。并且假设稳态工作时，双频率 PWM的占空比均维持恒定，母线电压和蓄电池电压基本维持恒定。在一个低频周期内，若电感电流值未下降至零，两种续流方式的电感电流波形与S1驱动信号vg1波形如图4a所示，定义为工作模式Ⅲa。电感电流在[0, d1Ts]区间随开关管的高频动作工作为波动下降状态，[d1Ts, Ts]中的[d1Ts, (d1+d2)Ts] 区间持续上升，而在[(d1+d2)Ts, Ts] 区间恒定为 ISA。若低频周期内电感电流下降至零，采用体二极管续流方式的波形如图4b所示，电感电流下降至零后，开关管高频脉冲工作时存在微小的上升和下降，可近似为零，定义为工作模式Ⅲb。采用同步整流方式的波形如图 4c所示，电感电流波动下降至 d1Ts时刻结束，之后电感电流线性上升，再恒为ISA，定义为工作模式Ⅲc。

图4　工作模式Ⅲ关键波形示意图Fig.4 Key waveforms of different statues in mode Ⅲ

所有工作模式均须满足当开关管高频关断阶段电感电流下降，并且一个高频周期结束时电感电流小于周期初始值，即

化简可得

2.3.1工作模式Ⅲa

工作模式Ⅲa需要满足两个条件：电感电流的变化值小于ISA；d1和d2之和小于1，即设控制变量d1和d2对应的稳态值分别为D1和D2，求解得

电感电流先波动下降，后持续上升，最后恒定为ISA。三个阶段的电感电压和电容电流方程分别为

式中，IL为[0, (d1+d2)Ts]区间电感电流的平均值；Iload为负载电流在一个周期内的平均值。因此可以添加一个等式

综上，稳态解满足

此时，母线负载功率和蓄电池充电功率为

2.3.2工作模式Ⅲb

电感电流在[0, d1Ts]区间下降至零后，随开关管的高频开关动作上升、下降，由于幅值较小，此阶段将电感电流近似为零。设电感电流从 ISA下降为零的时间为dTs。

工作模式Ⅲb需要满足两个条件：电感电流在d1Ts阶段下降为零；d1和d2之和小于1，即

求解稳态值关系为

工作模式Ⅲb在Ⅲa的基础上增加了一个工作区间，即[dTs, d1Ts]，IL近似为零，SA 输出电流全部为母线负载供电。该区间电感电压和电容电流关系为

式中，IL为在[0, dTs]和[d1Ts, (d1+d2)Ts]区间内的电感电流的平均值；Iload为负载电流在一个周期内的平均值。设d的稳态值为D，因此可以添加一个等式

综上，稳态解满足

此时，母线负载功率和蓄电池充电功率为

2.3.3工作模式Ⅲc

工作模式Ⅲc与工作模式Ⅲa类似，同样包含三个阶段，仅电感电流的下降幅值不同。两种工作模式的边界条件是

将稳态值代入求解，可得边界条件为

即边界条件满足两个端口的功率相等。

三个阶段的电感电压和电容电流方程与工作模式Ⅲa相同，详见式（13）～式（15）。

3 PCU集成模块的参数设计方法

3.1电感L

当PCU集成模块工作在模式Ⅰ时，计算电感电流纹波值

电感电流纹波应小于稳态值的20%，可得

工作模式Ⅱ时电感电流纹波值

在工作模式Ⅲb时，若 D1+D2=1，蓄电池的充电功率最小，为电路限制的最小值。此时满足

代入参数，化简为

根据所需的蓄电池最小充电功率可以确定相应的电感最大值，即

因此，采用体二极管续流方式时，电感L的取值范围为

若采用同步整流方式，在工作模式Ⅲc时，电感电流可在一个周期内下降至零以下，即满足

求解可得

同时电感值不能过小，即在d1Ts时刻，电感电流值不能低于−ISA，且在低频周期结束时可上升至ISA，稳态值需要满足

求解可得

由于 Ts>>T，因此采用同步整流方式的电感值取值范围应当满足

3.2母线支撑电容阵Cbus

工作模式Ⅰ时，母线电压的纹波值为

工作模式Ⅱ时，母线电压的纹波值为

工作模式Ⅲa时，采用[(d1+d2)Ts, Ts]区间电容电压的下降值近似作为母线电压的纹波值，母线电压纹波近似为

当D1+D2=0.5、ΔIL=ISA时，母线电压纹波最大，为

工作模式Ⅲb时，可采用[(d1+d2/2)Ts, (1+d/2)Ts]区间电容电压的下降值近似为母线电压纹波值，即

同理，母线电压纹波最大值为

因此，采用体二极管续流方式时，由于Ts＞＞T，因此母线支撑电容值应该满足

采用同步整流方式时，在工作模式Ⅲc时，电感电流最低可下降至−ISA，即ΔiL的最大值为2ISA，代入式（38）可得，该方式时电容取值应满足

由于同步整流方式电感电流的波动值较大，所需电容的数值也较大。

3.3蓄电池侧滤波电容C1

工作模式Ⅰ时，C1可以视为双向变换器工作Buck状态的输入滤波器，蓄电池可以视为电压源，C1仅需很小数值即可实现高频滤波功能。

工作模式Ⅱ时，双向变换器工作在Boost状态，C1高频电压纹波为

令1CVΔ小于稳态值batV的可以求解C1的最小值为

工作模式Ⅲ时，C1需要对低频充电电流进行滤波，当低频占空比相同时，Q1=0时的蓄电池充电电流最大，电压纹波也最大。因此仅考虑 Q1=0时，不同D1时不同工况的蓄电池侧电压纹波。

工作模式Ⅲa时，[d1Ts, Ts] 区间电容以 IRbat放电，电压纹波值为

IRbat与电感电流的下降斜率和占空比 D1等有关，且满足IRbat＜D1ISA，近似计算可得此状态电容电压纹波的最大值为

工作模式Ⅲb时，[dTs, Ts] 区间电容以 IRbat放电，IRbat=DISA/2，电容电压纹波值为

因此采用体二极管续流方式时，由于Ts＞＞T， C1应该按照进行设计，即 C1应满足

而采用同步整流方式时，工作模式Ⅲa计算方法相同，但是在工作模式Ⅲc时，长周期内电感电流过零时，存在蓄电池放电现象。考虑极端工况，当蓄电池充电电流为零，即ΔiL为最大值2ISA时，电容放电电流平均值满足

因此电容计算式与式（49）、式（51）相同。工作模式Ⅲc的两个边界条件对电容的需求值相同，因此采用同步整流方式的蓄电池侧电容取值与采用体二极管续流方式的电容值相同。

文中将蓄电池等效为电阻进行分析，该电路参数应用于蓄电池时性能更优。

4 实验

为了验证PCU集成模块的工作原理，在实验室制作了一台 28V/4A原理样机，采用体二极管续流方式，其主要参数如下：SA输出电流4A，母线电压28V，母线电压纹波值500mV，蓄电池电压60V，蓄电池充电功率最低值 14W，开关频率 fs=2kHz、f=100kHz，电感L=400μH，电容Cbus=1.5mF，电容C1=500μF。

首先进行开环实验，分别设置占空比 d1和 q1的值，采用60V恒压负载模拟蓄电池，设置母线负载值令母线电压为28V，测量电感电流的波形变化，如图5所示。

图5　PCU集成模块开环实验波形Fig.5 Open-loop experimental results of integrated PCU module

PCU集成模块闭环工作，在工作模式Ⅰ时采用60V恒压源模拟蓄电池，ISA=0，波形如图6a所示；工作模式Ⅱ闭环状态时，蓄电池采用60V恒压电子负载模拟，开关管S1工作在高频开关状态，波形如图6b所示；工作模式Ⅲ时蓄电池充电电流限幅值为0.6A，蓄电池采用100Ω恒定电阻模拟，母线负载为恒流负载，当在工作模式Ⅲ发生负载阶跃时的波形如图6c所示。

图6　PCU集成模块闭环实验波形Fig.6 Closed-loop experimental results of integrated PCU module

通过实验结果可以看出，采用体二极管续流方式的 PCU模块可以实现三种工作模式的闭环稳定工作。在工作模式Ⅲ时，通过双频率PWM控制可以同时控制母线电压和蓄电池的充电电流，并且当母线负载发生阶跃时，PCU集成模块可以跟踪负载电流变化，并且稳定蓄电池充电电流。

5 结论

PCU集成模块结构简单、成本低，本文针对该集成模块的控制方式展开了研究，对三种不同工作模式进行划分，分别给出采用体二极管续流及同步整流方式的控制策略及工作原理。针对不同的工作模式及续流方式，分析该集成模块的输入、输出关系，重点分析双频率PWM控制的各种工作状态及不同续流方式的不同之处。然后，在电路分析基础上，给出两种续流方式时PCU模块中储能器件参数的设计方法。最后，搭建实验平台，实验结果表明PCU集成模块能够正常工作，验证了其控制策略及参数设计方法的合理性。

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Control Strategy and Parameter Design of Power Conditioning Unit Integrated Module for Satellite Applications

Li Fang You Xiaojie Li Yan Guo Xizheng
（Institute of Power Electronics Beijing Jiaotong University Beijing 100044 China）

In the solar array-battery power system of satellites, compared with the conventional power conditioning unit (PCU) that contains three converters, the novel integrated module has such advantages as simpler circuit, more compact and lower cost. However, the control strategy and parameter design of this novel module are very complex. The control strategies for the module operating at different freewheeling methods, which contain domain control and dual-frequency PWM control, are proposed in this paper. Based on the detail analysis of input and output characteristics at different operating modes, parameter design is provided. A 110W prototype is built to verify the theoretical analysis.

Power conditioning unit, integrated module, control strategy, dual-frequency PWM control, parameter design

TM46

李 芳 女，1988年生，博士研究生，研究方向为航天电源系统、中小功率变换与控制技术。

E-mail: hahalifang@163.com（通信作者）

游小杰 男，1964年生，教授，博士生导师，研究方向为电力电子与电力传动。

E-mail: xjyou@bju.edu.cn

北京市科技计划课题资助项目（Z141100003114011）。

2014-05-04 改稿日期 2014-06-06