宽输入范围大功率双管反激辅助电源设计

2015-03-15徐纪太黄传东夏东伟

通信电源技术 2015年6期

关键词：双管导通二极管

徐纪太，黄传东，夏东伟，高斌

（青岛大学自动化工程学院，山东青岛266071）

1 概述

反激变换器由于其结构简单、成本低廉等优点，广泛应用于中小功率辅助电源中。但是，反激变换器开关管两端电压约为输入电压的2倍；并且反激变换器的输出中有较大的纹波电压，限制了其在高压输入以及大功率场合中的应用。

双管反激电路开关管电压应力仅为输入电压，变压器漏感能量回馈到输入侧，无需RCD缓冲电路。这使其可应用于输入高压、宽输入电压范围、大功率、对效率性能要求较高的辅助电源中。本文基于双管反激电路设计的辅助电源技术参数为：

输入电压直流100 V～400 V；单路输出24 V／6 A；输出电压精度K≤1%；开关频率fs=130 k Hz；效率η=90%；具有输出短路、过压保护功能。

2 主电路设计

图1为设计开关电源的主电路拓扑。两个场效应管S1、S2将直流输入与高频变压器连接起来。S1、S2同时导通、关断；导通时将能量储存在磁路中；关断时，将能量传送到负载。变压器漏感能量通过交叉连接的二极管D1、D2反馈回输入中，并把S1、S2两端的电压钳位到输入电压值与二极管导通电压之和。

图1 双管反激辅助电源主电路原理图

2.1 变压器设计

在变压器能量恢复期二极管D1、D2对原边绕组电压钳位，这使得变压器原边、副边绕组漏感对电源性能有较大的影响。储存在原边绕组漏感中的能量不能传送到负载，回馈到输入电源中，导致无用的能量交换。副边绕组漏感储存的能量回馈到输入电源中的部分会随着开关频率的提升而增大。所以，在设计中要使变压器的漏感最小。在绕制变压器时，采用分层绕制可以减小漏感，按照原边、副边、辅助绕组的顺序紧密绕制。

（1）计算原边绕组峰值电流Ipk

式中，Po为额定输出功率；Uin（min）为输入电压最小值，并记Uin（max）为输入电压最大值；Dmax为电源工作最大占空比，这里设占空比D≤0.45。

（2）计算原边绕组的电感值

（3）选择磁芯尺寸

磁芯材质采用TDK的PC44的材料，饱和磁感应强度Bs=0.39 T，工作磁感应强度变化值取Bs的60%，ΔB=0.6Bs=2 340（GS）。根据Ipk的值，原边导线含绝缘的直径dw选为0.104英寸。则有，

从TDK产品目录中查找，选取PQ35／35-Z12型式的磁芯，

4.32＞4.05，选择此型号的磁芯符合要求。

（4）计算气隙长度

（5）计算原边、副边匝数

考虑到原、副边每匝伏数相同，Np取9，Ns取3。辅助绕组输出经电阻和稳压二极管为PWM芯片提供18 V工作电压，其匝数取为2匝。

2.2 开关管、二极管的选取

开关管S1、S2关断时的电压为：

式中，Uin为输入电压；Ud为二极管D1、D2导通压降。

输入电压最大为400 V，二极管的导通压降Ud为1.7 V，则S1、S2承受的最大电压压力为401.7 V，考虑一定的裕量，取U（BR）DSS为650 V。流过S1、S2的峰值电流为Ipk，按照3～5倍的裕量，则Id要大于等于30 A。为减小开关管的导通损耗，应尽量选取导通电阻小的MOSFET。但是，选取导通电阻小的MOSFET会增加电源成本。综合考虑性能和成本，选取IPP65R099C6（650 V，38 A，0.099Ω）作为开关管。

二极管D1、D2承受的最大反向压降以及流过的峰值电流与S1、S2相同。考虑到D1、D2工作于高频，故需选取反向恢复时间短的超快速整流器，这里选用UF4007二极管。

输出整流二极管关断时承受的最大反向电压为，

整流二极管导通时流过的峰值电流为

考虑一定的裕量，故选取URRM=250 V，IFRM=80 A的肖特基二极管MBRB40250T。

3 控制电路的设计

控制电路原理如图2所示。控制芯片采用高性能电流型PWM控制芯片UC2844B。其在电流模式下，工作频率最高可达500 k Hz，并且具有较高的精度。UC2844B具有电流限制保护功能，占空比可调节范围为0～50%。当出现过流时，其可以逐周期闭锁PWM输出信号。输出信号采用图腾柱输出，具有高驱动能力。UC2844B具有低功耗的优点，启动电流小于0.5 mA，工作电流12 mA左右。

图2 双管反激辅助电源控制电路原理图

采用峰值电流控制模式，可以提高系统的动态响应及抗干扰能力。这里采用光耦PC817A以及电压基准HA17431构成的环路补偿。当输出电压低于额定输出电压时，经过反馈控制PWM的占空比增大，提高输出电压。当输出过载或者短路时，由于系统采用峰值电流控制模式，通过反馈控制可以迅速调节占空比靠近50%。此过程中变压器原边电流峰值随着占空比的增大而增大。当增大到控制电路设定的过流保护设定值时，控制芯片闭锁PWM信号。这时，变压器原边电流峰值开始减小，当低于控制电路设定的过流保护设定值时，控制芯片输出PWM信号。以此往复，可以通过打嗝?实现输出过载、短路保护。

当输出电压在正常范围时，Q2、Q3、Q4均不导通。当输出电压过压时，光耦U3的输出侧三极管导通，将Q3的门极钳位到0.6 V。此时，Q2、Q3、Q4全部导通，UC2844B的cmp引脚电压被钳位到1.4 V左右。此时，UC2844B闭锁PWM输出信号，并且Q3、Q4构成自锁电路，将cmp引脚的电压一直钳位到1.4 V左右。所以当无PWM信号，输出电压降低时，电源不会再启动。这避免了反复过压对电源的损害。

4 样机测试结果及分析

根据上述参数计算，搭建了一台双管反激的实验样机。图3为输入电压400 V、输出满载时，开关管uds波形。可以看出，由于变压器良好的设计，变压器的漏感极小。开关管关断时，uds在很短的时间内由输入电压变为输入电压的一半与副边的折射电压之和270 V。图4为输入电压为400 V、输出满载时，变压器原边电流Ip波形。变压器原边电流采样电阻值为0.15Ω。Ip的尖峰是整流二极管反向恢复过程引起的。图5是输入400 V满载时，副边整流二极管两端电压uD波形。整流二极管持续承受的最大反向电压为155 V，由反向恢复过程引起的电压尖峰为61 V。图6为将输出短路时，开关管uds波形。可以看出，控制芯片输出PWM信号的占空比接近50%。图7为不同输入电压、负载下的效率曲线。输入电压不变时，电源的效率随着负载的加重先升高后减小；负载一定时，电源的效率随着输入电压的增大而减小。