施乐+杨发顺+陆安江+雷涛

摘 要： 提出了基于TSMC 0.18 μm RF CMOS工艺带温度补偿高精度振荡器的设计方案。针对射频电子标签应用的设计要求，选用改进型的双电容张弛振荡器结构。通过温度补偿作用，参考电压与输出电流受电源影响较小，保证了振荡器输出频率的稳定性。使用SPECTRE工具对电路进行仿真，在1.8 V电源电压下，-25～100 ℃范围内，中心频率为1.92 MHz时最大偏差小于±0.75%，达到使用的要求，并在此基础上完成电路的版图。

关键词： 双电容振荡器； 带隙基准； 电压比较器； 温度补偿

中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）07?0133?03

Design of oscillator with temperature compensation for RFID tags

SHI Le， YANG Fa?shun， LU An?jiang， LEI Tao

（Key Laboratory of Micro?Nano?Electronics and Software Technology of Guizhou Province， Guizhou University， Guiyang 550025， China）

Abstract： Based on TSMC′s 0.18 μm RF CMOS process， a desidn scheme of high?accuracy oscillator with temperature compensation is presented. A structure of the improved double?capacitor relaxation oscillator was chosen to meet the design requirements of the RFID tags. In order to guarantee the stability of the oscillator output frequency， the temperature compensation technology was adopted in the oscillator to minimize the effect of power surply on reference voltage and output current. The SPECTRE tool was used for circuit simulation. The result indicates that the maximum frequency deviation is less than ±0.75% at 1.92 MHz center frequency when the circuit works at 1.8 V and the temperature range is -25～100 ℃. It meets the application requirement. On the basis of the simulation， the layout diagram was accomplished.

Keywords： double?capacitor oscillator； band?gap reference； voltage comparator； temperature compensation

0 引 言

射频识别（RFID）技术具有识读距离远、速度快等优点，已逐渐开始在供应链、物流、仓储管理及物品跟踪等领域得到广泛应用[1]。因此，设计一个应用于射频电子标签中的高精度时钟电路有着重要意义。

传统的分立元件电路的时钟参考是石英晶体振荡器，它的性能非常稳定， 振荡频率几乎不随电源电压、温度和工艺的变化。但是它不能集成在芯片系统内部，导致整体成本也随之增加，一款可集成于芯片内部、成本低廉的高性能时钟参考电路的挑战正在于此。常用的片上时钟发生器有环形振荡器和张弛振荡器两种振荡结构。环形振荡器是由奇数个CMOS反相器级联而成的，每级反相器都带一个负载电容，振荡周期是电源到电容进行充电的上升过程和电容到地进行放电的下降过程共同决定[2]。张弛振荡器较环形振荡器虽然在稳定性上有所提升[3]，但是他们的传统结构都对电源电压有较大的依赖性，且受温度影响严重，不利于实现高性能芯片的整体设计。

本文采用双电容张弛振荡结构[4]，较标准的张弛振荡器有较大改进，对基准电压和调整电流进行温度补偿，使电路的时钟输出频率与工作电压和偏置电流不相关，从而抑制了电源的波动和偏差。

1 电路设计与原理分析

1.1 振荡器的基本原理

本文采用的振荡器电路的主要结构如图1所示。

在图1的振荡电路中，两个比较器和SR锁存器形成了整个电路的振荡机制。基准电压源不仅能为电容在充放电过程中的电压比较提供一个高精度的参考[5]，同时通过一个电压—电流转换电路，还能够为电容提供充放电电流。电路的大致工作过程如下：假设在初始状态下， 锁存器输出端[Q]为高电平，[Q]为低电平。反相器B的NMOS导通，电容[C2]上的电荷很快完成放电，此时反相器A的PMOS管导通，流过PMOS管的电流对[C1]进行充电。当[V1>Vref]时，比较器A输出高电平，通过反相器的缓冲作用，锁存器[Q]端为低电平，[Q]端为高电平。接下来的[C1]和[C2]的过程刚好相反，直至回到起始状态完成一次循环，即一个周期。则在理想情况下的周期表达式为[6]：

[fideal=I（2CVref）] （1）

式中：[I]为反相器对电容的充电电流。由式（1）可以看出，高精度的参考电压和电容充电电流对振荡器的输出频率至关重要。

图1 振荡器的电路结构

1.2 基准电压源

与温度关系很小的电压和电流基准被证实在许多模拟电路中是必不可少的，也是本电路模块中的重要组成部分，它的精度将直接影响最终的振荡频率。

在实际电路中，假设有相反温度系数的两个电压[V1]和[V2，]把它们随温度的变化量以适当的权重相加，使得[α1?V1?T+α2?V2?T=0]，这样就可以得到零温度系数的基准电压，[Vref=α1V1+α2V2，]从而得到如图2所示的示意图。

图2 正负温度系数加权的电压

通过分析可知：

[Vref=IR×R+VBE] （2）

双极型晶体管的BE结具有负的温度系数，根据[IC=IS×exp（VBEVT），]其中[IS∝μkTn2i，][μ]为少数载流子的迁移率，[ni]为本征载流子浓度，这些参数与温度的关系可以表示为[μ∝μ0Tm，][m≈-32，]且[ni2∝Τ3exp-Eg（kT），]可以得出[VBE]温度系数的表达式：

[?VBE?T=VBE-（4+m）VT-EgqT] （3）

从上式可以看出，[?VBE?T]与[VBE]自身有关，当[VBE]≈750 mV时，[?VBE?T≈-1.5]mV/K。

要维持输出电压的恒定，需要产生一个PATA电流，使[R]分担的电压改变量弥补晶体管 BE结电压的改变量。设计出完整的基准源电路图，其中电阻使用的[P]电阻，如图3所示， 可以得到输出的参考电压[Vref]的表达式，其中[n]为[Q2]与[Q1]发射结的面积比[7]。

[Vref=VBEQ3+R2R1VTln（n）] （4）

图3 基准电压源电路图

1.3 比较器设计

由于本文设计的比较器是一个开环电压比较系统，所以不必考虑其稳定性问题，但是要求其灵敏度高、反应速度快、摆率大[8]。如图4所示。

图4 比较器电路图

其中反应速度和输入信号差的绝对值有关，绝对值越大，反应速度越快，而且还与偏置电压[Vb]有关，[Vb]较低时，差分对管流过的电流较小，后级输出响应慢，比较器的反应速度也就很慢；反之，比较器的速度会有大幅提升，但是功耗也随之增加，这里需要在速度和功耗之间进行折中。

2 仿真结果分析

2.1 基准源的仿真验证

根据TSMC 0.18 μm工艺以及本电路的实际要求，设计输出为1 V的参考电压。室温条件下时，实际的输出电压为1.013 7 V。由于在对本电路的分析中，并没有考虑电阻受温度的影响，在实际仿真过程中，采用的是rphpoly（P型高掺杂多晶硅）电阻[9]，加入了电阻对输出电压的补偿，从而更进一步提高了参考电压的精度。如图5所示，从输出结果上看，输出参考电压[Vref]在随温度变化（-25～100 ℃）的过程中，出现了一个波峰和一个波谷，峰峰值仅为0.3 mV，计算出的温漂系数也仅为2.49 ppm，已经具备相当高的精度。

图5 基准电压的温度特性曲线

2.2 振荡器的仿真验证

本文设计的振荡器的充放电电流来源于基准电压源，从而对温度也不敏感，保证了振荡频率的稳定性。图6的仿真结果为振荡器输出的波形，锯齿波则为电容[C1]充放电的过程，可以看到锯齿波之间有一段与锯齿部分时间相等的低电平，这段时间则为电容[C2]充放电的过程。由于[C1]和[C2]的交替作用，所以得到的脉冲波占空比为50%，从图上也可以看出方波的周期大概为0.5 μs，与设计的振荡频率为1.92 MHz也相吻合。

图7为振荡器输出的振荡频率随温度变化的关系曲线，在较高和较低温度时频率较中心频率略低，经计算，其频率的最大偏差小于±0.75%，温漂系数为119 ppm。并在此基础上，完成整体电路图的版图，如图8所示。

3 结 论

通过理论分析和最终的仿真结果表明，振荡器频率受温度的影响占主导因素。在对电路进行多次温度补偿以后，明显降低了温漂系数。事实发现，通过反相器的交叉耦合作用，在不降低振荡器频率精度的情况下，可以简化电路结构，同时由于不需要片外电容，从而便于集成。

图6 振荡器的输出波形

图7 振荡频率的温度特性曲线

图8 整体电路版图

参考文献

[1] 刘伟峰.一种用于UHF RFID标签的高稳定度时钟电路[J].西安电子科技大学学报，2011（4）：71?76.

[2] 胡二虎，汪东旭.一种频率稳定的集成CMOS环形振荡器[J].微电子学，2003（3）：259?261.

[3] 刘斯琳，魏廷存，李丹.一种高频高精度窗口比较式CMOS振荡器的设计[J].微电子学，2006（2）：217?219.

[4] 徐海峰，王春锴，邵丙铣.适用于RFID芯片的CMOS振荡器[J].微电子学与计算机，2008，25（4）：124?127.

[5] 梁珣，黄显核，樊燕红，等.一种新的适于集成的模拟温度补偿晶体振荡器的设计[J].电子器件，2005，28（3）：486?488.

[6] FLYNN M P，LIDHOLM S U. A 1.2 μm CMOS current?controlled oscillator [J]. IEEE Journal of Solid?State Circuits， 1992， 27： 982?987.

[7] 毕查德·拉扎维.模拟CMOS集成电路设计[M].陈贵灿，译.西安：西安交通大学出版社，2005.

[8] 杨远田，王丹.适用于D类音频功放的PWM高速比较器设计[J].微电子学，2012（6）：787?791.

[9] LEUNG Chi Yat， LEUNG Ka Nang， MOK P K T. Design of a 1.5 V high?order curvature?compensated CMOS bandgap refe? rence [C]// Proceedings of the 2004 International Symposium on Circuits and Systems. [S.l.]： ISCAS， 2004， 1： 23?26.

图1 振荡器的电路结构

1.2 基准电压源

与温度关系很小的电压和电流基准被证实在许多模拟电路中是必不可少的，也是本电路模块中的重要组成部分，它的精度将直接影响最终的振荡频率。

在实际电路中，假设有相反温度系数的两个电压[V1]和[V2，]把它们随温度的变化量以适当的权重相加，使得[α1?V1?T+α2?V2?T=0]，这样就可以得到零温度系数的基准电压，[Vref=α1V1+α2V2，]从而得到如图2所示的示意图。

图2 正负温度系数加权的电压

通过分析可知：

[Vref=IR×R+VBE] （2）

双极型晶体管的BE结具有负的温度系数，根据[IC=IS×exp（VBEVT），]其中[IS∝μkTn2i，][μ]为少数载流子的迁移率，[ni]为本征载流子浓度，这些参数与温度的关系可以表示为[μ∝μ0Tm，][m≈-32，]且[ni2∝Τ3exp-Eg（kT），]可以得出[VBE]温度系数的表达式：

[?VBE?T=VBE-（4+m）VT-EgqT] （3）

从上式可以看出，[?VBE?T]与[VBE]自身有关，当[VBE]≈750 mV时，[?VBE?T≈-1.5]mV/K。

要维持输出电压的恒定，需要产生一个PATA电流，使[R]分担的电压改变量弥补晶体管 BE结电压的改变量。设计出完整的基准源电路图，其中电阻使用的[P]电阻，如图3所示， 可以得到输出的参考电压[Vref]的表达式，其中[n]为[Q2]与[Q1]发射结的面积比[7]。

[Vref=VBEQ3+R2R1VTln（n）] （4）

图3 基准电压源电路图

1.3 比较器设计

由于本文设计的比较器是一个开环电压比较系统，所以不必考虑其稳定性问题，但是要求其灵敏度高、反应速度快、摆率大[8]。如图4所示。

图4 比较器电路图

其中反应速度和输入信号差的绝对值有关，绝对值越大，反应速度越快，而且还与偏置电压[Vb]有关，[Vb]较低时，差分对管流过的电流较小，后级输出响应慢，比较器的反应速度也就很慢；反之，比较器的速度会有大幅提升，但是功耗也随之增加，这里需要在速度和功耗之间进行折中。

2 仿真结果分析

2.1 基准源的仿真验证

根据TSMC 0.18 μm工艺以及本电路的实际要求，设计输出为1 V的参考电压。室温条件下时，实际的输出电压为1.013 7 V。由于在对本电路的分析中，并没有考虑电阻受温度的影响，在实际仿真过程中，采用的是rphpoly（P型高掺杂多晶硅）电阻[9]，加入了电阻对输出电压的补偿，从而更进一步提高了参考电压的精度。如图5所示，从输出结果上看，输出参考电压[Vref]在随温度变化（-25～100 ℃）的过程中，出现了一个波峰和一个波谷，峰峰值仅为0.3 mV，计算出的温漂系数也仅为2.49 ppm，已经具备相当高的精度。

图5 基准电压的温度特性曲线

2.2 振荡器的仿真验证

本文设计的振荡器的充放电电流来源于基准电压源，从而对温度也不敏感，保证了振荡频率的稳定性。图6的仿真结果为振荡器输出的波形，锯齿波则为电容[C1]充放电的过程，可以看到锯齿波之间有一段与锯齿部分时间相等的低电平，这段时间则为电容[C2]充放电的过程。由于[C1]和[C2]的交替作用，所以得到的脉冲波占空比为50%，从图上也可以看出方波的周期大概为0.5 μs，与设计的振荡频率为1.92 MHz也相吻合。

图7为振荡器输出的振荡频率随温度变化的关系曲线，在较高和较低温度时频率较中心频率略低，经计算，其频率的最大偏差小于±0.75%，温漂系数为119 ppm。并在此基础上，完成整体电路图的版图，如图8所示。

3 结 论

通过理论分析和最终的仿真结果表明，振荡器频率受温度的影响占主导因素。在对电路进行多次温度补偿以后，明显降低了温漂系数。事实发现，通过反相器的交叉耦合作用，在不降低振荡器频率精度的情况下，可以简化电路结构，同时由于不需要片外电容，从而便于集成。

图6 振荡器的输出波形

图7 振荡频率的温度特性曲线

图8 整体电路版图

参考文献

[1] 刘伟峰.一种用于UHF RFID标签的高稳定度时钟电路[J].西安电子科技大学学报，2011（4）：71?76.

[2] 胡二虎，汪东旭.一种频率稳定的集成CMOS环形振荡器[J].微电子学，2003（3）：259?261.

[3] 刘斯琳，魏廷存，李丹.一种高频高精度窗口比较式CMOS振荡器的设计[J].微电子学，2006（2）：217?219.

[4] 徐海峰，王春锴，邵丙铣.适用于RFID芯片的CMOS振荡器[J].微电子学与计算机，2008，25（4）：124?127.

[5] 梁珣，黄显核，樊燕红，等.一种新的适于集成的模拟温度补偿晶体振荡器的设计[J].电子器件，2005，28（3）：486?488.

[6] FLYNN M P，LIDHOLM S U. A 1.2 μm CMOS current?controlled oscillator [J]. IEEE Journal of Solid?State Circuits， 1992， 27： 982?987.

[7] 毕查德·拉扎维.模拟CMOS集成电路设计[M].陈贵灿，译.西安：西安交通大学出版社，2005.

[8] 杨远田，王丹.适用于D类音频功放的PWM高速比较器设计[J].微电子学，2012（6）：787?791.

[9] LEUNG Chi Yat， LEUNG Ka Nang， MOK P K T. Design of a 1.5 V high?order curvature?compensated CMOS bandgap refe? rence [C]// Proceedings of the 2004 International Symposium on Circuits and Systems. [S.l.]： ISCAS， 2004， 1： 23?26.

图1 振荡器的电路结构

1.2 基准电压源

与温度关系很小的电压和电流基准被证实在许多模拟电路中是必不可少的，也是本电路模块中的重要组成部分，它的精度将直接影响最终的振荡频率。

在实际电路中，假设有相反温度系数的两个电压[V1]和[V2，]把它们随温度的变化量以适当的权重相加，使得[α1?V1?T+α2?V2?T=0]，这样就可以得到零温度系数的基准电压，[Vref=α1V1+α2V2，]从而得到如图2所示的示意图。

图2 正负温度系数加权的电压

通过分析可知：

[Vref=IR×R+VBE] （2）

双极型晶体管的BE结具有负的温度系数，根据[IC=IS×exp（VBEVT），]其中[IS∝μkTn2i，][μ]为少数载流子的迁移率，[ni]为本征载流子浓度，这些参数与温度的关系可以表示为[μ∝μ0Tm，][m≈-32，]且[ni2∝Τ3exp-Eg（kT），]可以得出[VBE]温度系数的表达式：

[?VBE?T=VBE-（4+m）VT-EgqT] （3）

从上式可以看出，[?VBE?T]与[VBE]自身有关，当[VBE]≈750 mV时，[?VBE?T≈-1.5]mV/K。

要维持输出电压的恒定，需要产生一个PATA电流，使[R]分担的电压改变量弥补晶体管 BE结电压的改变量。设计出完整的基准源电路图，其中电阻使用的[P]电阻，如图3所示， 可以得到输出的参考电压[Vref]的表达式，其中[n]为[Q2]与[Q1]发射结的面积比[7]。

[Vref=VBEQ3+R2R1VTln（n）] （4）

图3 基准电压源电路图

1.3 比较器设计

由于本文设计的比较器是一个开环电压比较系统，所以不必考虑其稳定性问题，但是要求其灵敏度高、反应速度快、摆率大[8]。如图4所示。

图4 比较器电路图

其中反应速度和输入信号差的绝对值有关，绝对值越大，反应速度越快，而且还与偏置电压[Vb]有关，[Vb]较低时，差分对管流过的电流较小，后级输出响应慢，比较器的反应速度也就很慢；反之，比较器的速度会有大幅提升，但是功耗也随之增加，这里需要在速度和功耗之间进行折中。

2 仿真结果分析

2.1 基准源的仿真验证

根据TSMC 0.18 μm工艺以及本电路的实际要求，设计输出为1 V的参考电压。室温条件下时，实际的输出电压为1.013 7 V。由于在对本电路的分析中，并没有考虑电阻受温度的影响，在实际仿真过程中，采用的是rphpoly（P型高掺杂多晶硅）电阻[9]，加入了电阻对输出电压的补偿，从而更进一步提高了参考电压的精度。如图5所示，从输出结果上看，输出参考电压[Vref]在随温度变化（-25～100 ℃）的过程中，出现了一个波峰和一个波谷，峰峰值仅为0.3 mV，计算出的温漂系数也仅为2.49 ppm，已经具备相当高的精度。

图5 基准电压的温度特性曲线

2.2 振荡器的仿真验证

本文设计的振荡器的充放电电流来源于基准电压源，从而对温度也不敏感，保证了振荡频率的稳定性。图6的仿真结果为振荡器输出的波形，锯齿波则为电容[C1]充放电的过程，可以看到锯齿波之间有一段与锯齿部分时间相等的低电平，这段时间则为电容[C2]充放电的过程。由于[C1]和[C2]的交替作用，所以得到的脉冲波占空比为50%，从图上也可以看出方波的周期大概为0.5 μs，与设计的振荡频率为1.92 MHz也相吻合。

图7为振荡器输出的振荡频率随温度变化的关系曲线，在较高和较低温度时频率较中心频率略低，经计算，其频率的最大偏差小于±0.75%，温漂系数为119 ppm。并在此基础上，完成整体电路图的版图，如图8所示。

3 结 论

通过理论分析和最终的仿真结果表明，振荡器频率受温度的影响占主导因素。在对电路进行多次温度补偿以后，明显降低了温漂系数。事实发现，通过反相器的交叉耦合作用，在不降低振荡器频率精度的情况下，可以简化电路结构，同时由于不需要片外电容，从而便于集成。

图6 振荡器的输出波形

图7 振荡频率的温度特性曲线

图8 整体电路版图

参考文献

[1] 刘伟峰.一种用于UHF RFID标签的高稳定度时钟电路[J].西安电子科技大学学报，2011（4）：71?76.

[2] 胡二虎，汪东旭.一种频率稳定的集成CMOS环形振荡器[J].微电子学，2003（3）：259?261.

[3] 刘斯琳，魏廷存，李丹.一种高频高精度窗口比较式CMOS振荡器的设计[J].微电子学，2006（2）：217?219.

[4] 徐海峰，王春锴，邵丙铣.适用于RFID芯片的CMOS振荡器[J].微电子学与计算机，2008，25（4）：124?127.

[5] 梁珣，黄显核，樊燕红，等.一种新的适于集成的模拟温度补偿晶体振荡器的设计[J].电子器件，2005，28（3）：486?488.

[6] FLYNN M P，LIDHOLM S U. A 1.2 μm CMOS current?controlled oscillator [J]. IEEE Journal of Solid?State Circuits， 1992， 27： 982?987.

[7] 毕查德·拉扎维.模拟CMOS集成电路设计[M].陈贵灿，译.西安：西安交通大学出版社，2005.

[8] 杨远田，王丹.适用于D类音频功放的PWM高速比较器设计[J].微电子学，2012（6）：787?791.

[9] LEUNG Chi Yat， LEUNG Ka Nang， MOK P K T. Design of a 1.5 V high?order curvature?compensated CMOS bandgap refe? rence [C]// Proceedings of the 2004 International Symposium on Circuits and Systems. [S.l.]： ISCAS， 2004， 1： 23?26.