吴海峰，翟宪振，罗向东

(南通大学江苏省专用集成电路设计重点实验室，江苏南通226019)

紫外探测技术是继红外和激光探测技术之后发展起来的又一军民两用的光电探测技术。紫外探测技术最直接的应用是导弹预警与跟踪，此外，紫外探测器还可用于高保密性紫外通信技术，而紫外探测技术的关键是研制高灵敏度、低噪声的紫外探测器件及其读出电路［1-3］。波长处于日盲紫外波段的GaN基雪崩光电二极管(GaN-APD)阵列由于具有内部电流增益高、响应速度快，通过设计相应的信号处理电路，特别适用于探测微弱的紫外光信号［4］。然而，雪崩光电探测器工作在发生雪崩倍增附近的高反向偏压下，暗电流和光电流都被放大。因此，高增益的代价是噪声增加，在设计时必须综合考虑噪声特性和雪崩增益［5］。

本文设计了一种适用于工作在线性模式下的大规模GaN基APD阵列的读出电路，其中针对APD的工作特性专门设计了高压保护电路和暗电流消除电路。针对二级运放专门设计了电流偏置电路、带隙基准电压电路，并用小规模阵列读出电路进行了验证。

1 日盲紫外APD探测器的工作模式和特性

APD探测焦平面阵列(FPA)是由APD探测器阵列和读出电路(ROIC)阵列组成的。其中APD的工作模式主要是由其两端所加反向偏压大小决定的，APD随反向偏压的增加而表现出对不同程度的光信号产生不同大小的电流。根据不同电压下探测器的工作区域，它主要有3种工作模式，包括无增益模式(No gain)、线性模式(Linear mode)和盖革模式(Geiger mode)［6］。其中线性模式是应用较多的一种工作方式。APD探测器工作在线性模式时产生的信号电流Ioutput为［6-7］:

式中:IP(unity)为无增益模式下产生的信号电流;M为APD的电流倍增因子，与APD反向偏压有关。实验表明，M随反向偏压的关系可以近似为:

其中，Vbr为APD的击穿电压，与APD探测器的结构有关;n为1～3的常数，与APD探测器的结构和探测波长有关［7］。

则有线性模式下实际的光生电流

式中:IPh为Id线性模式下的暗电流;Id(unity)为无增益模式下的暗电流。

由式(1)～式(3)可知，线性模式是在同等光照下APD产生的光电流随偏置电压的增加成线性倍增，倍增因子与接收的光信号大小无关［8］。因此，只要给APD加适当的反向电压，使其工作在线性区，就能产生具有高增益的光信号电流。

GaN基APD日盲紫外探测器随着反向偏压的增加，响应率也随之提高，其所加反向偏压在80 V左右。在高的反向偏压、高的内部增益的同时，日盲紫外的APD探测器的暗电流通常较大。一般GaN基APD工艺暗电流密度约为6.4×10-3A/cm2，而我们实际制备的日盲紫外APD探测器的暗电流密度大约在0.01 A/cm2～0.1 A/cm2，考虑到我们实际器件的面积为0.03 mm×0.03 mm，器件的暗电流大约在 0.1 μA ～1 μA，而光响应电流在 1 μA ～30 μA之间，因此消除暗电流对探测系统的影响十分必要。

考虑到日盲紫外APD的高反偏电压以及大的暗电流的特性，在我们电路设计时，需要根据这些特点做充分考虑并做针对性设计。对于80 V的高反向偏压［10］，当一个阵列中的某一APD被击穿而不影响其他APD以及低压读出电路(一般5 V)的正常工作，在探测器与读出电路之间设计了高压保护电路。对于大的暗电流，我们在原来的1×8阵列中增加了一组APD阵列为参考阵列，通过挡光特殊处理，与未处理的APD阵列加同样大小的反向偏压，在一定光照下，即会产生一个基本相同大小的暗电流，通过减法电路消除暗电流对读出信号的影响。

2 APD日盲紫外探测器阵列及时序图

2.1 APD日盲紫外探测器结构

紫外探测器阵列如图1所示，其中图1(a)为1×9 APD探测阵列示意图，阴影部分为APD参考单元，该单元经过挡光特殊处理，只有暗电流产生，工作条件和正常APD一样，为正常APD单元提供参考暗电流。图1(b)为读出电路结构框图，主要分三个部分:单元阵列、模拟辅助电路、数字辅助电路。单元阵列由读出电路单元组成，通过它与探测器相连，并将探测器电流IDET读入到积分电容Cint上。模拟辅助电路主要实现对积分信号的后续处理工作，如:对积分信号的采样和放大、对采样后信号的输出、偏置电压的产生、以及其他的一些功能。数字辅助电路主要实现对电路功能的控制和转换，如:行列信号的产生、时钟信号的分配、各种开关的控制信号的生成、以及一些附加功能。

图1 紫外探测器结构示意图

2.2 电路逻辑时序

图2给出了我们设计的读出电路的工作时序，其中CLK1和CLK2是移位寄存器的控制脉冲，其产生的选通信号宽度和时钟周期相同，即在一个时钟周期内读取一个通道的电压;RESET为复位信号，其为低电平时发生采样，其为高电平时对积分电容进行复位;SH1、SH2是双采样信号，SH1为高电平时，电路进行积分前采样，SH2为高电平时，进行积分结束前的采样;ST为选通信号，在其为高电平后的第一个CLK1的上升沿产生一个选通信号，开始读取第一个通道电压。

图2 读出电路的工作时序

3 电路设计与分析

3.1 单元电路

图3为探测器与读出单元示意图。读出单元主要有保护电路、暗电流消除电路、积分电路、采样保持电路、减法器电路、行选电路。其中积分电路采用CTIA结构，因为其有着线性度好、低噪声、输入失调小、压摆率大等优点，能够确保读出电路信噪比高、动态范围大。采样保持电路用来消除KTC噪声、l/f噪声、以及FPN等噪声，这里采用CMOS传输门作为采样开关，减小了电路中的导通电阻和时钟溃通效应，同时也提高了采样速度。行选电路主要设计了一个PMOS源跟随器，通过行选信号RSEL控制下面这个NMOS管，从而控制PMOS源跟随器的输出，此外采用PMOS还能消除器件的体效应，以及获得更接近于1的增益。

图3 探测器与读出单元

3.2 保护电路

GaN基日盲紫外APD工作在线性模式的反偏电压通常80V伏左右。我们设计的GaN基APD工作在78 V～80 V。对于读出电路而言，它是低压电路，正常工作在5V范围内，这就需要在APD阵列与读出电路之间设计一种具有保护后续电路的保护电路，以防止APD发生击穿，造成探测器短路。

考虑到读出单元面积有限，我们在设计保护电路时采用了一种简单的电路结构。我们的保护电路输入端与探测器相连接，电路主要是将2AP7型二极管反向串联，两二极管之间接一电阻，组成了一种嵌位保护电路。

保护电路工作原理如下:假设探测器反向偏压VD为80 V，保护电路电源电压Vd为1.2 V，电阻为5 kΩ(该电阻在电路中起限流和提高稳压效果的作用。若不加该电阻即当R=0时，容易烧坏二级管，稳压效果也会极差。限流电阻的阻值越大，电路稳压性能越好，但输入与输出压差也会过大，耗电也就越多。)。在APD正常工作时，保护电路相当于一个小电阻，对电路几乎没有什么影响，因此其输出电压主要由积分电路决定(即运放参考电压Vref)。

当探测器短路时，即APD发生击穿，保护电路输入端电压会达到80 V高压，而2AP7型二极管最高反向工作电压为100 V(峰值)，D2不会被击穿，D1处在导通状态，这时输出电压就被钳制在了Vd，从而防止了高电压和大电流对读出电路的影响。

采用CSMC 0.5 m Double Poly Triple Metal CMOS工艺对保护电路作了仿真，仿真结果如图4，从图4可以看出，当APD发生短路时，输出电压被钳制在1.2 V。

图4 保护电路仿真

3.3 暗电流消除电路

由于日盲紫外APD阵列暗电流大，在80 V的反向偏压下暗电流达到了μA级，其雪崩信号的放大有很大影响。所以在设计时，加入了一个参考APD单元，此单元经过挡光特殊处理，防止其在80 V反向偏压时产生光生电流，也就是参考阵列在80 V反向偏压下只产生暗电流，这样只要设计合理的减法电路，就能很大程度上消除暗电流的影响。

如图3所示，减法器电路一端接加掩模的APD产生的暗电流(即Iref)，另一端接来自正常APD产生的信号电流Ioutput。设计时将R2～R5设置成相同阻值R，假设接Ioutput端电压为V1，接Iref端电压为V2，减法器输出端电压为Vo。

根据运放的虚短虚断:即Vn=Vp，In=Ip=0

由式(4)、式(5)、式(6)可得

由式(4)、式(6)、式(7)可得

所以在设计时只要将R2～R5的阻值设置成与负载相等的阻值，就可以基本上消除暗电流的影响。从而得到了近乎等于紫外光产生的信号电流。

采用CSMC 0.5 m Double Poly Triple Metal CMOS工艺对消除暗电流电路作了仿真，仿真结果如图5，从图5可以看出，当参考暗电流Iref为1 μA，而正常APD探测器产生的信号电流Ioutput从1 μA到1.7 μA变换时，减法器输出电流Iint几乎等于两者的差值。

图5 暗电流消除电路仿真

3.4 电流偏置电路

图6中给出了CITA的电流偏置电路图，我们采用的是共源-共栅结构，由M1～M66个MOS管以及一个电阻RS组成。此电路是为了得到一个与电源电压VDD无关的输出基准电流。其中电阻RS使得M5和M6俩NMOS管产生电压差V，即RS俩端的电压V=IOUTRS，由于IREF=IOUT，可以得到

而在共源-共栅结构的作用下，A，B点电压和X，Y点电压近似相等，这样就减小了沟道长度调制效应，即有

因此，可得

这样就得到了一个与电源电压VDD无关且稳定的偏置电压，其产生的电流特性只与电阻RS和MOS管参数有关。

图6 电流偏置电路

3.5 带隙基准电压电路

紫外探测器焦平面阵列在工作时需要给探测器提供稳定不随温度变化的偏压，而偏置电压是通过CTIA运放虚短虚断的特性加到探测器上的，所以在读出电路中，要为CTIA运放的正相端设计一种低温漂的带隙基准电压电路。

对于一个双极晶体管，其集电极电流IC与基集-发射集电压VBE的关系为

其中，IS是双极晶体管的饱和电流;VT=kT/q，k为玻尔兹曼常量，q为电子电荷。进一步利用饱和电流IS的计算公式，可以得到VBE电压的温度系数为

式中，m≈-1.5，Eg=1.12 eV是硅的带隙能量。

当VBE≈750 mV，T=300 K 时mV/K。

因此，ΔVBE就表现出负温度系数。

如果俩个同样的晶体管(IS1=IS2=IS)偏置的集电极电流分别为nI0(n为俩晶体管的并联个数比值)和I0，并忽略它们的基极电流，那么它们基极-发射极电压差值为

得因此，ΔVBE就表现出正温度系数。

利用上面的正、负温度系数的电压，就可以设计一个具有零温度系数的基准电压VREF，设计的带隙基准电压电路如图7所示，M0～M6，R1，Q1和Q2是产生PTAT(Proportional To Absolute Temperature)电流的电路结构，M7和M9为PTAT提供偏置电压。图中PTAT产生的电流I3流过电阻R2，从而产生PTAT电压I3R2，再将这个电压加到双极晶体管Q3的基极-发射极电压上，从而获得输出基准电压

式中M为M8与M5管的宽长比比值。

因此，当R1，R2，M和n满足关系时，带隙电压基准可以在T=300 K时获得零温度系数。

图7 带隙基准电压电路

采用CSMC 0.5 m Double Poly Triple Metal CMOS工艺对带隙基准电压电路作了仿真，仿真结果如图8，从图8可以看出，当电阻R2为265 kΩ时，基准电压有最好的温度特性。

图8 带隙基准电压电路的温度特性仿真

4 仿真结果与版图设计

如图9所示，我们对单通道电路进行瞬态仿真，信号输入从1 μA到1.6 μA进行扫描，步长为0.1 μA。可以看出，积分电容上的放电过程线性度较好。所以对积分时间25 μs和积分电容4 pF的选取还是合理的。

图9 不同积分电流时，积分电容上的电压变化

图10为负载为10 kΩ时，不同光生电流下单元电路的电压输出波形。

图10 不同光生电流单元电路电压输出波形

从图11中我们得到不同光生电流时单元电路I-V特性的线性度不低于99%。

图11 不同光生电流时，单元电路I-V特性的线性拟合

图12为8通道读出电路一个周期的输出波形，可见，随着积分电流的不同，每个通道最后读出的电压也不同。由于第一个通道存在边缘效应的影响，读出数据有点偏差外，其余7个通道的数据基本正确。也就是电路的输出摆幅在0到2.25 V。

图12 不同积分电流时，8通道输出电压波形

图13为1×8通道电路版图，版图设计采用Cadence Virtuoso Editing绘制，尺寸为 500 μm ×650 μm。中间的重复单元是单元电路，芯片将采用CSMC 公司 0.5 μm Double Poly Triple Metal CMOS工艺进行流片验证。

图13 1×8通道电路版图

5 总结

本文介绍了一种工作于线性模式下的GaN基APD阵列读出电路，对读出单元电路做了详细的设计分析。电路设计中包含击穿保护电路、暗电流消除电路以及为CTIA运放设计的电流偏置电路和带隙基准电路，从而保证了电路适用于APD工作在线性模式以及积分电流达到μA量级。完成了1×8读出电路的设计并给出了电路功能仿真和版图设计，仿真结果表明，读出电路耐高压不小于80 V，当积分电容为4 pF，积分时间为25 μs。时钟频率为100 kHz的时候，电路的电荷存储能力为5.6×107个，输出摆幅在0～2.25 V，读出电路的输出电压线性度不低于99%。

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